Analiza comutatiei tranzistoarelor bipolare de putere

Analiza comutatiei tranzistoarelor bipolare de putere

Evolutia in tehnologia tranzistoarelor de siliciu a dezvoltat o larga varietate de familii de dispozitive utile pentru diferite aplicatii specifice. Realizari remarcabile au fost evidentiate si in cazul tranzistoarelor de comutatie de putere.

Principalele limitari in utilizarea oricarui tranzistor de putere sunt:

- temperatura jonctiunii (medie sau instantanee) si

- strapungerea secundara.

Temperatura jonctiunii poate fi mentinuta la o valoare de siguranta (nominala) printr-o proiectare termica adecvata, bazata pe radiatoare corect dimensionate.

Strapungerea secundara, desi declansata de cresterile mari de temperatura, poate fi prevenita prin respectarea zonei de functionare sigura (SOA, Safety Operation Area) in conditiile de polarizare directa si inversa.

Caracteristica zonei de functionare sigura (SOA) este dependenta pentru diferite conditii de functionare, figura 2.3.1.:

functionare in c.c.

functionarea in pulsuri repetate,

functionarea in impulsuri izolate.

Pentru orice tranzistor se definesc o zona de functionare sigura la polarizare directa (FB-SOA, Forward Biased Safety Operating Area) si o zona de functionare sigura la polarizare inversa (RB-SOA, Reverse Biased Safety Operating Area). Comutarea reala, efectiva a tranzistorului trebuie sa decurga in interiorul zonei de functionare sigura.

Daca procesul de comutatie este controlat de o tensiune de baza a tranzistorului in unda dreptunghiulara, formele de unda tipice simplificate ale tensiunii colector-emitor si ale curentului de colector sunt prezentate in figura 2.3.2.

Timpul de saturatie (t_on) consta din

t_d - timpul de intarziere, in care curentul de colector creste pana la 10% din valoarea de saturatie;

t_r - timpul de crestere: cu o evolutie de la 10% pana la 90% din (I_C)_sat, asa incat t_on t_d + t_r.

Timpul de blocare (t_off) consta din:

t_s - timpul de stocare, pentru un domeniu de la 100% la 90% din (I_C)_sat;

t_f - timpul de cadere, pentru domeniul de la 90% la 10% din (I_C)_sat. si deci t_off t_s + t_f.

La fel ca in cazul diodelor de putere, pierderile tranzistorului (adica puterile disipate pe tranzistor) constau in:

pierderile in conductie in starea "saturat": (P_ON) pe durata (t_on);

pierderile pe durata blocarii, datorita curentului de curgere: (P_OFF) pe durata (t_off);

pierderile comutarii din blocare in saturatie: (P_SW-ON) si

pierderile comutarii din saturatie in blocare: (P_SW-OFF).

Vom nota: P_SW-ON = P_on si P_SW-OFF = P_off, spre deosebire de notatiile cu litere mari (P_ON) si (P_OFF).

Pentru sarcini de colector rezistive, in [11] se recomanda urmatoarele formule aproximative (cu T_C = t_on + t_off):

;

;

;

in care (E_C) este tensiunea sursei de alimentare, (I_CO) este curentul de curgere (care nu poate fi neglijat la tensiuni (E_C) mari si temperaturi de functionare ridicate), iar (V_CEsat) este tensiunea reziduala de saturatie.

Desi timpii de comutatie sunt in mod normal dati de catre furnizorul de semiconductoare, circuite externe speciale, numite "snubber" ajusteaza forma de unda a curentului si tensiunii pentru a reduce stresul si energia disipata de tranzistor. Circuitul "snubber" tipic este un circuit (RC) serie, montat in paralel cu trnzistorul, intre colector si emiter si cu valori date de obicei tot de catre furnizor. Prin folosirea circuitului de tip "snubber" curentul de colector scade intr-un timp mai scurt, iar tensiunea de colector este mai mica, scazand si puterea instantanee disipata de tranzistor.

Exemplu: la f_c=25 KHz, fara circuitul "snubber", pe durata de blocare, curentul de colector scade cu o panta:

, iar tensiunea de colector-emitor creste cu viteza: , figura 2.3.3 si deci puterea disipata are valoarea maxima .

Cu "snubber", daca consideram aceeasi panta (di_C/dt), pentru o evolutie a tensiunii de colector (V/msec), maximul puterii disipate este doar P₂ 21 (W) .

Observatie:

Inseriind in circuitul colectorului o inductanta de valoare mica, se va reduce mai semnificativ puterea disipata la intrarea in conductie, deoarece pe durata (t_on) curentul din colector creste mai lent.

Regimul de functionare in comutatie este esential pentru electronica de putere datorita pierderilor reduse fata de regimul liniar. Starea de conductie a tranzistorului de putere este controlata de curentul de baza: in aceasta stare U_CE=(U_CE)_sat 0 si I_C = I_CM = I_Cmax. Curentul de baza trebuie sa aiba (cel putin) valoarea,

,

b) fiind amplificarea in curent a tranzistorului.

In aplicatii, unda tensiunii baza-emitor si a curentului din baza poate influenta semnificativ timpii de comutatie, figura 2.3.4. O scurta aplicare de supra-tensiune sau supra-curent in baza pe parcursul timpului (t_r) si un curent de baza negativ mic pe parcursul timpului (t_f) reduce durata comutatiei, dar fortarea bazei creste stresul suportat de tranzistor.

In continuare se vor prezenta cateva tipuri de circuite pentru comanda eficienta a bazei tranzistoarelor (menite sa reduca puterea disipata si timpii de comutatie ai tranzistorului).

Circuitele de comutatie de putere medie si frecventa inalta, folosesc o inductanta (L_r), figura 2.3.5, pentru imbunatatirea comenzii. Daca curentul de intrare (de comanda) are o valoare ridicata (pentru a satura tranzistorul principal T), ambele tranzistoare (t₁, t₂) sunt saturate si (t₂) asigura un curent de baza (I_B) initial mare, deoarece i_L(0)=0. Pe masura ce i_L(t) creste, descreste curentul de baza (I_B), figura 2.3.5.b. Cand (I_B1) se anuleaza (pentru a bloca tranzistorul principal), ambele tranzistoare (t₁) si (t₂) se blocheaza, iar tensiunea de autoinductie isi inverseaza polaritatea si produce un varf de curent negativ (I_B), care accelereaza blocarea tranzistorului de putere (T), astfel incat curentul de sarcina (I_C) scade brusc la zero.

In alte aplicatii, borna de masa a "circuitului de comanda " nu poate fi conectata la emitorul tranzistorului principal (T), ca in figura 2.3.6. O posibila solutie foloseste un tranzistor auxiliar (t) de tensiune ridicata, care furnizeaza curentul de baza (I_B) pentru tranzistorul principal. Acum este posibila (admisa) conectarea emitorul tranzistorului auxiliar la terminalul de masa al circuitului de comanda.

Daca circuitul de comanda trebuie sa fie izolat galvanic fata de circuitul de putere (tranzistorul principal), separarea galvanica este realizata printr-un transformator (uzual pe ferita) conectat la etajul de comanda, ca in figura 2.3.7.

In starea ON, i_B1=i^*, tranzistorul (t₁) este saturat astfel incat secundarul (w₂) al transformatorului produce curentul de baza (I_B) al tranzistorului principal cu o valoare ridicata pe durata incarcarii condensatorului (C) prin dioda (d₁). In continuare (I_B) ramane la un nivel "rezonabil", determinat de rezistorul (r₁), figura 2.3.7. Caderea de tensiune pe dioada (d₁) si rezistorul (r₃) blocheaza tranzistorul (t₂), putand neglija prezenta acestuia in circuit.

Pentru a bloca tranzistorul principal, i_B1=0, iar (t₁) se blocheaza. Condensatorul (C) actioneaza ca o mica sursa de tensiune si furnizeaza, prin (d₂) si (t₂) un varf de curent de baza (I_B) negativ, grabind blocarea lui (T).

Observatii:

1. In cazul circuitelor de comanda a bazei, cu separare prin transformator, factorul de umplere:

se poate modifica doar intr-o gama ingusta in jurul valorii (m

2. Circuitul prezentat in figura 2.3.7.- si alte circuite similare - pot transfera puterea de comanda la orice nivel dorit, fiind specifice aplicatiilor de mare putere ( kW).

Pentru aplicatii de mica putere, o solutie ieftina si eficace pentru imbunatatirea comutatiei consta in utilizarea unei capacitati serie ("de accelerare"), intercalata in circuitul bazei. Datorita "efectului derivativ" al condensatorului (I_c dU_c/dt), varfurile de curent ale condensatorului accelereaza saturatia si blocarea tranzistorului principal (T), ca in figura 2.3.8.

tb-

tb+

    O solutie bazata pe un opto-cuplor este prezentata in figura 2.3.9, dar sunt necesare surse de tensiuni continue pozitive si negative, izolate galvanic in raport cu emitorul tranzistorului principal. Curentul de intrare (control) activeaza LED-ul unui opto-cuplor si produce saturarea foto-tranzistorului acestuia, care, in final, satureaza tranzistorul (T_B+), acesta furnizand curentul de baza pentru saturatia tranzistorului principal. Cand semnalul de intrare (control) este zero, (T_B-) este activ si blocheaza rapid, datorita sursei negative (V_BB-) tranzistorul principal. Factorul de umplere (m) poate fi acum modificat (teoretic) in gama (0

In loc sa folosim un opto-cuplor, incomod la puteri foarte mari si frecvente de comutatie moderate, putem modula semnalul de comanda folosind un oscilator de frecventa ridicata (1MHz), plasat inaintea transformatorului de separare (T_r), figura 2.3.10. Daca trebuie saturat tranzistorul principal (T), tensiunea (V_i) are valoarea logica 1, astfel incat circuitele integrate (IC₁) si (IC₂), de tip "SI" logic inversat, transmit o unda dreptunghiulara de tensiune primarului transformatorului (T_r). Tensiunea secundara (V₂) este redresata, filtrata si aplicata bazei tranzistorului principal. Pentru blocarea acestuia, cand (V_i = 0), "portile" integrate (IC₁) si (IC₂) blocheaza unda dreptunghiulara de tensiune, care s-a transmis anterior primarului transformatorului (T_r). Acest montaj, desi realizeaza separarea galvanica prin transformator, permite modificarea factorului de umplere in gama larga (0,1

Pentru a reduce curentul de comanda necesar intrarii in saturatie, se foloseste montajul Darlington, fie cu doua tranzistoare separate, fie cu tranzistoarele in aceeasi capsula. Curentul de baza al tranzistorului principal este furnizat de emitorul tranzistorului auxiliar ("mai mic"): i_Bprincipal = i_EAuxiliar. Factorul global de amplificare in curent este:

,

ceea ce explica valoarea mica necesara pentru curentul de intrare (comanda).

Conectarea in paralel a tranzistoarelor bipolare este necesara cand curentul total de sarcina depaseste valoarea curentului de colector nominal al tranzistorului principal. Sa presupunem ca sunt necesare trei tranzistoare in paralel. Daca acestea ar prezenta parametri identici, am putea alege:

pentru fiecare tranzistor. De fapt, datorita "imprastierii" valorilor parametrilor tranzistoarelor, apare un curent de dezechilibru si este posibil sa se supraincarce si sa se deterioreze un tranzistor,pe cand ceilalti doi sa fie subincarcati. Din pacate, un dezechilibru initial mic se mareste in timpul functionarii normale, deoarece un curent de colector mai mare ridica temperatura jonctiunii; o temperatura mai ridicata a acesteia conduce la cresterea curentului de colec-tor si asa mai departe.

O metoda simpla pentru a reduce efectul de dezechilibru consta in inserierea unor rezistente de valori mici in emitere (r_e1, r_e2, r_e3) rezultand o cadere de tensiune . De exemplu, o crestere a curentului (I_e3) produce o crestere a tensiunii de emitor (V_e3), care provoca o scadere a tensiunii baza - emitor (V_BE3) si, respectiv, o scadere a curentului de baza (I_B3) si in consecinta o descrestere a curentului (I_C3). Ca dezavantaj trebuie sa amintim puterea suplimentara disipata pe cele trei rezistente.

Circuitele de comutatie ajutatoare, numite si "circuite snubber", sunt folosite in scopul limitarii tensiunii de pe semiconductorul de putere si a puterii disipate de acesta. O solutie tipica este descrisa in figura 2.3.12 si pastreaza punctul static de functionare (I_C, V_CE) inauntrul suprafetei sigure de functionare (SOA). Circuitul este alcatuit dintr-un condensator (K), un rezistor (R) si o dioda (d).

Considerand initial tranzistorul saturat, (i_L= i_C) si (U_K=0), daca tranzistorul se blocheaza, curentul de sarcina este transferat condensatorului (k) prin dioda (d) si deci curentul din colector (i_C) poate scadea rapid, reducand timpul de blocare si puterea disipata (i_C v_CE). La saturatie prin tranzistor trece curentul de sarcina (i_L), dar si un curent suplimentar de descarcare a condensatorului, limitat de rezistenta (R). Circuitul     snubber a ajutat procesul de blocare, dar a ingreunat procesul de saturatie. Pentru a imbunatatii saturatia, se introduce in serie cu rezistenta de sarcina (R_L) o inductanta suplimentara (L_a), care reduce panta (di_c/dt ) a curentului de colector si astfel reduce puterea disipata, figura 2.3.13.

Daca sarcina are ea insasi un caracter puternic inductiv, (R_L, L_L), intrucat (L_a<<L_L), procesul de saturatie a tranzistoarelor din circuitul din figura 2.3.13 nu este imbunatatit. Intr-adevar, cu tranzistorul saturat, curentul de sarcina este imediat transferat tranzistorului cu o panta mare (di_c / dt).

Pentru a indeplinii cele trei obiective principale:

comutatia saturat - blocat

comutatia blocat - saturat

limitarea pantelor tensiunii si curentului,

circuitele snubber folosite in aplicatiile industriale sunt mult mai complexe, figura 2.3.14.

Pentru a proteja tranzistoarele la supracurenti, o siguranta (electrica) ultrarapida nu este o solutie prea sigura. Circuitul electronic din figura 2.3.15 presupune o tensiune de colector-emitor scazuta cu tranzistorul saturat si asta la un curent de colector de valoare normala. Daca tensiunea de intrare (V_i) este pozitiva iar tranzistorul (T) saturat, semnalul de reactie (p) este mai mic iar poarta logica activeaza ampli-ficatorul (A) pentru a genera curentul de baza (I_B).

In regim de supracurent, desi (V_i>0), tensiunea (V_CE) ramane la un nivel ridicat (deci semnalul (p) este aproximativ egal cu tensiunea E₁) si poarta logica nu mai poate "functiona", reducand curentul de baza (I_B) pentru a proteja tranzistorul.