Analiza comutatiei tranzistoarelor cu efect de camp (MOSFET) de putere

Analiza comutatiei tranzistoarelor cu efect de camp (MOSFET) de putere

Tranzistoarele de putere MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor-Field-Effect-Transistor) pot fi considerate semiconductoarele cu comutatia cea mai apropiata de comutatia ideala.

Terminalele unui tranzistor cu efect de camp sunt: sursa (S), drena (D) si grila (G), figura 1.

Principalele lor avantaje, in comparatie cu tranzistoarele bipolare, sunt:

controlul prin tensiune (si nu prin curent), cu o impedanta de intrare foarte mare si cu o putere de comanda foarte redusa;

comutatie foarte rapida;

coeficientul pozitiv de temperatura, care elimina efectul "petei calde" si ofera o simpla punere in paralel a acestora;

eliminarea dezavantajului strapungerii secundare.

Principalul neajuns este caderea de tensiune directa in starea de conductie, mai mare decat in cazul tranzistoarelor bipolare   

V_DS-on >V_CE-sat

la parametrii apropiati. Parametrul folosit tot mai frecvent pentru a caracteriza saturatia acestor tranzistoare este rezistenta dintre drena si sursa (R_DS-on)_. Caderea de tensiune V_DS-on (sau "echivalentul" acesteia, R_DS-on) continua sa scada odata cu evolutia tehnologica.

In figura 1.a este prezentata structura echivalenta si caracteristica statica a unui tranzistor MOSFET de putere.

Referitor la functionarea tranzistorului MOSFET, fara tensiune de grila, (V_GS=0), dispozitivul este blocat (neglijand curentul de curgere, care are valori mult mai mici decat in cazul tranzistoarelor bipolare). Se pate considera, idealizat, ca R_DS= . Pentru o tensiune drena-sursa pozitiva (V_DS>0), tranzistorul MOSFET este comutat in starea saturat cu o tensiune grila-sursa pozitiva (V_GS>0), care depaseste tensiunea de prag (V_GS-_thr), dat in catalog si care se incadreaza in gama (1 4)V. O valoare tipica (standard) este de (3V).

Tranzistorul MOSFET prezinta capacitati parazite inerente (C_GS, C_DG, C_DS) si un tranzistor bipolar parazit (t) de la drena (D) la sursa (S): acesta se comporta ca o dioda prin care circula un curent direct (i_AK), de obicei egal cu curentul de drena al tranzistorului MOSFET (i_AK i_D).

Timpii de comutatie ai tranzistorului MOSFET depind in primul rand de capacitatile parazite ale dispozitivului. Desi semiconductorul are o impedanta statica de intrare foarte mare    (R_G-S= ), capacitatile parazite grila-sursa trebuie sa fie "incarcate" la trecerea in saturatie si "descarcate" la trecerea in blocare. In consecinta apare totusi un curent de grila, pozitiv sau negativ, pe durata incarcarii, respectiv descarcarii capacitatii parazite. Circuitul de comanda al portii trebuie sa aiba posibilitatea de a genera respectiv de a absorbi un curent cu valori de varf ridicate si cu valori medii cu atat mai mari cu cat tranzistorul lucreaza la frecvente mai mari.

Un circuit conventional de comutatie este prezentat in figura 2.a cu o sarcina conectata in circuitul drenei.

Formele de unda ale curentului si tensiunii sunt prezentate in figurile 2.b si 2.c.

Trebuie precizat ca timpii de comutatie sunt mici, de ordinul nano-secundelor (50 nsec 100 nsec).

Puterea disipata pe tranzistorul MOSFET in procesul de comutatie consta din:

1 - pierderi in starea de conductie:

2 - pierderi in starea de blocare:

3 - pierderi la comutatia blocat-saturat:

4 - pierderi la comutatia saturat - blocat:

unde t_ON + t_OFF T_S este intervalul de comutatie si (t_r), (t_f) sunt timpii de crestere si de cadere.

Pentru comanda grilei tranzistorului MOSFET de putere, este necesar un circuit de impedanta de iesire redusa, dar de putere mica, pentru a incarca si descarca capacitatea parazita a dispozitivului semiconductor intr-un timp scurt, permitand astfel functionarea tranzistorului de putere la frecvente ridicate.

Figura 3 prezinta doua circuite de comanda cu cuplaj direct. In primul caz, pentru , apare un curent pozitiv de grila de la sursa de putere auxiliara (+E_a) pentru a incarca capacitatea echivalenta parazita prin tranzistorul (t₁), care este acum saturat. Daca , tranzistorul (t₂) este saturat si descarca capacitatea parazita de intrare. In circuitul din figura 3.b se asigura un curent pozitiv de grila la trecerea in saturatie a tranzistorului de putere (t₁ activ) si un curent negativ la blocarea tranzistorului de putere (t₂ activ) pe seama unei surse duble (+E_G, -E_G), care are punctul comun conectat la sursa tranzistorului MOSFET.

Comanda grilei prin transformator "de cuplaj" realizeaza o separare galvanica intre circuitul de comanda si circuitul de putere, figura 4, dar limiteaza factorul de umplere in jurul valorii 0,5. Tensiunea aplicata grilei depinde de valoarea factorului de umplere, putand apare o functionare instabila.

Acest dezavantaj poate fi eliminat de circuitul din figura 5, in care tensiunea de comanda (E_in) activeaza un oscilator de inalta frecventa de ordinul megaherzilor. Tensiunea secundara a transformatorului conectat la oscilator este redresata si filtrata cu capacitatea (C₁). Un circuit integrat basculant reprezentat prin contactele echivalente (K₁) si (K₂) permite incarcarea sau descarcarea rapida a capacitatilor parazite a tranzistorului MOSFET. Exista circuite integrate moderne specializate pentru comanda tranzistoarelor MOSFET, bazate pe opto-cuploare sau pe "pompe de sarcina" pentru a evita nevoia unor surse aditionale, izolate fata de circuitul de putere.

Coeficientul pozitiv de temperatura al rezistentei tranzistorului MOSFET in starea de saturatie permite legarea directa in paralel a tranzistoarelor. Divizarea curentului intre tranzistoare nu necesita rezistente sau inductante (ca in cazul tranzistoarelor sau tiristoarelor).

Circuitele snubber pot fi mult simplificate fata de cazul semiconductoa-relor bipolare. Totusi, aceste circuite imbunatatesc procesul de comutatie, figura 6.a, si pot preveni oscilatii si varfuri de tensiune in procesul de comutatie. Nevoia unui astfel de circuit snubber de comutatie se simte in special in cazul sarcinii inductive, figura 6.b.