Amplificatoare operationale

A. Reactia negativa

Un circuit electronic are, in general, o intrare, unde se aplica semnalul care trebuie prelucrat, si o iesire, unde se obtine semnalul gata prelucrat, care este preluat apoi de alte circuite sau sisteme (difuzoare, becuri, motoare, etc.). Pot exista mai multe intrari si/sau iesiri, asa cum am vazut la amplificatorul diferential, insa, pentru simplitate, vom considera ca avem o singura iesire si o singura intrare. Evolutia semnalului de la iesire este dictata de semnalul de la intrare (impreuna cu structura circuitului) dar intr-un circuit ideal semnalul de la iesire nu il afecteaza pe cel de la intrare.

Prin reactie feed-back - legatura inversa in lb. engleza) se intelege intoarcerea la intrarea circuitului a unei versiuni (prelucrata) a semnalului de la iesire, care se suprapune peste semnalul de intrare primit din afara. Sa ne intoarcem la repetorul pe emitor si amplificatorul cu emitor comun degenerat, acolo unde am intilnit prima data reactia. Curentul de colector al tranzistorului bipolar, care este marime de iesire, este controlat de tensiunea intre baza si emitor conform relatiei

(5.1)

daca emitorul este legat la masa (ca la amplificatorul cu emitor comun din Fig. 5.1 a) in relatia precedenta apare numai potentialul bazei, pe care se aplica semnalul de intrare, si

. (5.2)

Modul in care valoarea curentului de colector este determinata de potentialul bazei este figurat in schema bloc din dreapta schemei circuitului. Schema bloc reprezinta un mod sugestiv de vizualizare a ecuatiilor ce descriu functionarea circuitului.

Intercalarea in emitor a rezistorului , ca in desenul b) al figurii, face ca potentialul emitorului sa nu mai fie identic nul si tranzistorul sa vada la 'intrarea' sa, conform ecuatiei (5.1), diferenta

. (5.3)

Marimea de iesire apare acum la intrarea tranzistorului si termenul ei este adunat peste semnalul de intrare cu semnul minus: avem o reactie si ea este negativa. In schema bloc au aparut doua blocuri noi: unul inmulteste curentul de colector cu valoarea (rezistorul converteste informatia de curent intr-una de tensiune) si unul care efectueaza diferenta . Tranzistorul este reprezentat acum de doua blocuri, cel transconductanta, neliniar, si cel care efectueaza diferenta intre potentialul bazei si cel al emitorului.

Fig. 5.1. Rezistorul din emitorul unui tranzistor bipolar introduce o reactie negativa.

Asa cum se vede din relatia (5.1), tranzistorul bipolar este un element neliniar. Considerind blocuri liniare, schema generala a unui sistem cu reactie negativa se deseneaza ca in Fig. 5.2. Pe calea directa, amplificarea este si ea este amplificarea care s-ar obtine in absenta reactiei. Semnalul de la iesire este inmultit cu factorul de reactie si apoi scazut din semnalul de intrare de un circuit numit comparator;

semnalul rezultat, numit uneori semnal de eroare, este aplicat blocului amplificator de pe calea directa. Scriind ecuatiile de functionare ale fiecarui bloc, din sistemul de ecuatii obtinut rezulta imediat expresia amplificarii cu reactie

; (5.4)

vom vedea ca factorul adimensional are un rol esential si il vom numi amplificare a buclei deschise (open loop gain in lb. engleza), .

Observatie: Nu confundati factorul de reactie cu factorul de amplificare in curent al tranzistoarelor bipolare, notat cu aceeasi litera; acesta din urma nici nu va fi folosit in acest capitol.

Trebuie sa notam ca, in general, marimea de la iesire poate sa nu fie de acelasi tip cu marimea de la intrare, , , si nemaifiind amplificari ci transconductante sau transimpedante. De exemplu, pentru variatii mici, modelul transconductanta al tranzistorului bipolar este liniar; fara reactia din emitor transconductanta este . Prin introducerea rezistorului, avem o reactie negativa cu factorul si amplificarea pe bucla, intodeauna adimensionala, este . Conform relatiei precedente, transconductanta cu reactie este

; (5.5)

pentru a obtine amplificarile de tensiune in colector sau emitor nu mai avem decit sa inmultim cu rezistentele respective.

Tema: Aratati ca formula precedenta conduce imediat la expresiile cunoscute ale amplificarii, pentru amplificatorul cu sarcina distribuita si repetorul pe emitor.

Sa revenim la formula generala a amplificarii cu reactie. In majoritatea cazurilor, reactia negativa este atit de puternica incit amplificarea pe bucla este mult mai mare decit unitatea. In aceasta situatie, amplificarea cu reactie este data de relatia aproximativa

; (5.6)

ea depinde practic numai de blocul legat pe calea inversa. Eroarea relativa a aproximatiei anterioare este de ordinul , adica inversul raportului cu care reactia negativa a micsorat amplificarea.

Importanta extraordinara a concluziilor precedente reiese imediat daca ne propunem, de exemplu, sa realizam un amplificator cu amplificare supraunitara, sa zicem 100. Daca facem aceasta cu un etaj fara reactie (de exemplu emitor comun), valoarea amplificarii va depinde de caracteristicile acelui bloc, care sint putin predictibile si, in plus, supuse variatiilor, pentru ca va trebui realizat cu tranzistoare (discrete sau integrate). La etajul cu emitor comun, amplificarea este proportionala cu , care depinde de temperatura si de curentul de colector, si el dependent de temperatura si de alti parametri ai tranzistorului. In plus, vom avea neliniaritati ale comportarii, daca semnalul procesat nu are nivelul suficient de mic.

Sa realizam acum amplificatorul altfel, cu reactie negativa. Cum amplificarea cu reactie trebuie sa fie supraunitara, factorul de reactie va fi subunitar, egal cu 0.01 pentru exemplul nostru numeric. Astfel, blocul de reactie poate fi realizat cu componente pasive: un banal divizor rezistiv. Acest divizor va dicta practic toate performantele amplificatorului: el va fi liniar, amplificarea va fi foarte predictibila (puteti cumpara rezistoare cu precizia 1 %), ajustabila, si foarte constanta la variatia temperaturii. Nu mai ramine decit sa asiguram conditia indeplinirii relatiei (5.6), adica sa avem , ceea ce inseamna . Daca ne multumim cu o precizie de
1 % a aproximatiei, vom avea nevoie ca etajul de pe calea directa sa aiba o amplificare de 10000, usor de obtinut prin legarea in cascada a doua amplificatoare cu emitor comun.

In exemplul anterior ne interesa obtinerea unui amplificator care sa se comporte liniar iar amplificarea sa sa fie constanta cu frecventa. Reactia negativa permite insa si construirea unor circuite la care raspunsul in frecventa sa urmareasca cu mare precizie o anumita curba (circuite de egalizare) sau care sa se comporte ca niste filtre RLC foarte selective, fara sa contina insa inductoare (filtre active). De asemenea, cu reactie negativa putem realiza circuite neliniare, cum sint cele logaritmice, antilogaritmice, redresoare fara prag, la care caracteristica statica de transfer sa aiba forma dorita de noi.

Asa cum am vazut, avantajele reactiei negative nu pot fi exploatate decit daca avem amplificatoare cu amplificari mari, de sacrificiu. Din acest motiv, la aparitia ideii reactiei negative (Harold Black, 1928), cind o amplificare de ordinul zecilor era obtinuta cu dificultate (etaje cu tuburi cu dimensiuni, greutati si disipatii de putere mari), aceasta a fost primita ca o ciudatenie, comparabila, poate, cu un perpetuum mobile. Dezvoltarea tehnologica a dus, insa, rapid la aparitia tranzistoarelor cu siliciu si a circuitelor integrate, permitind realizarea unui dispozitiv destinat special utilizarii cu reactie negativa: amplificatorul operational.

B. Amplificatoare operationale ideale

Au fost odata, pe vremea cind cel mai puternic calculator era masina mecanica cu manivela si clopotel, niste cercetari legate de simularea analogica si rezolvarea (bineinteles ca analogica !) a ecuatiilor integro-diferentiale. Cheia era utilizarea reactiei, aplicata unor amplificatoare cu factor de amplificare foarte mare, realizate cu tuburi electronice. Atunci, prin 1947, a aparut termenul de amplificator operational (AO), conceptul incepind sa se dezvolte abia prin 1962, cind au fost produse comercial primele amplificatoare operationale, sub forma de module construite cu tranzistoare.

Odata cu aparitia circuitelor integrate, amplificatorul operational a devenit un bloc functional de baza in realizarea unei multitudini de functii electronice efectuate in aparatura de masura, calcul si control. Datorita disponibilitatii acestor amplificatoare economice si versatile, in dezvoltarea acestor ramuri ale electronicii s-a produs o tranzitie ce a facut din amplificatorul operational o componenta de baza a electronicii analogice. Acest fenomen a fost sustinut de imbunatatirea continua a performantelor acestor amplificatoare, 'standardul' industrial schimbindu-se de la, acum depasitele, 741 la cele de tip 411 si apoi la incredibilul (pentru timpurile de inceput) OP 27.

Amplificatorul operational, cu simbolul din Fig. 5.3, este un amplificator diferential cu o singura iesire, a carui amplificare pe mod diferential are valori extrem de mari 10⁵ - 10⁶. Cu rare exceptii, alimentarea sa este facuta diferential, cu doua tensiuni de alimentare opuse . Pentru a nu complica schemele, conectarea acestor tensiuni la amplificatorul operational nu se figureaza, fiind subinteleasa. Desi toate tensiunile se masoara fata de masa, amplificatorul operational nu are o borna legata la acest punct. Valoarea tensiunii de iesire depinde practic numai de diferenta de potential intre cele doua intrari, cea neinversoare si cea inversoare. Semnele + si - cu care sint notate intrarile (a nu se confunda cu potentialele de alimentare) se refera numai la ordinea in care se face diferenta potentialelor, o crestere a potentialului intrarii neinversoare, notata cu +, producind o evolutie a iesirii spre valori mai mari. In functionare, potentialul intrarii neinversoare nu trebuie sa ramina todeauna deasupra celei inversoare, semnul diferentei determinind semnul potentialului iesirii, care poate fi, astfel, atit pozitiv cit si negativ.

Producatorii ofera azi sute de tipuri de amplificatoare operationale. Un tip standard, foarte utilizat, este LF 411 (pe scurt 411) care contine 24 tranzistoare (21 bipolare si trei cu efect de cimp), 11 rezistoare si un condensator, totul la un pret de aproximativ o jumatate de dolar. Capsula sa, DIL 8 (dual in line cu 8 terminale) numita si mini DIP, este prezentata in Fig. 5.4, alaturi de configuratia si semnificatia pinilor (terminalelor). Conventia de numerotare a acestora este in sens trigonometric (antiorar), in vedere de sus (dinspre capsula) si incepind de la cheie (capatul marcat cu un punct sau o adincitura). Aceeasi configuratie a terminalelor este intilnita la majoritatea tipurilor de amplificatoare operationale.

Datorita performantelor sale, amplificatorul operational tipic se apropie foarte mult de un model puternic idealizat, amplificatorul operational ideal. Acesta este caracterizat prin urmatoarele performante:

i) Amplificarea pe mod comun este nula, tensiunea de iesire depinzind numai de diferenta potentialelor intrarilor

; (5.7)

altfel spus, rejectia pe mod comun, asa cum am definit-o in Capitolul 3, este infinita.

ii) Amplificarea introdusa de relatia anterioara nu depinde de frecventa (e constanta de la curent continuu la frecvente infinite) si este infinita. Din acest motiv, potentialele celor doua intrari sint egale

(5.8)

fiind in 'scurtcircuit virtual' (virtual, pentru ca intre cele doua intrari nu circula curent).

iii) Intrarile nu absorb (si nu genereaza) curenti, nici de polarizare, nici la variatii ale potentialelor; impedanta de intrare este astfel infinita, AO ideal nu afecteaza in nici un fel circuitul al carui semnal il prelucreaza.

iv) Tensiunea de iesire nu depinde de sarcina conectata: impedanta de iesire este nula.

Observam ca performantele de mai sus reprezinta tot ceea ce putem visa in legatura cu comportarea unui amplificator. Trebuie sa spunem, insa, ca amplificatorul operational se apropie de acestea numai cu reactie negativa, in regimul sau liniar de functionare. Ajunge doar sa crestem diferenta astfel incit tensiunea de iesire sa ajunga la una din tensiunile de alimentare si miracolul dispare.

Cum reuseste amplificatorul operational sa asigure egalitatea potentialelor intrarilor fara a putea sa absoarba sa sa debiteze curent inspre acestea ? Modificindu-si in mod corespunzator potentialul iesirii care, prin reteaua de reactie negativa, aduce la ordine potentialul intrarii inversoare. Cind reactia negativa lipseste (chiar daca aceasta se intimpla numai la curent continuu) amplificatorul operational inceteaza sa se comporte liniar, intrind in saturatie.

Datorita idealizarilor, analiza schemelor continind amplificatoare operationale ideale, care nu sint in saturatie, se simplifica extrem de mult si se efectueaza in felul urmator:

-potentialele intrarilor se exprima aplicind teorema Milman, ca si cind AO nu ar exista, datorita curentilor de intrare nuli;

-se scrie ca potentialele celor doua intrari sint egale (scurtcircuit virtual) deoarece amplificarea pe bucla este infinita;

-pentru nodul de circuit care este iesirea AO nu se scrie teorema Milman, pentru ca potentialul sau nu depinde decit de starea AO si nu de potentialele nodurilor adiacente. Tensiunea de iesire apare, totusi, in ecuatiile obtinute prin aplicarea teoremei Milman celorlalte noduri, si poate fi, astfel, determinata.

Observatie: Aceasta metoda de analiza nu este aplicabila in absenta reactiei negative sau in conditii in care AO nu mai respecta ec (7.1) (iesirea este saturata).

Utilizind un amplificator operational, se pot realiza doua configuratii de baza, neinversoare si inversoare. Datorita simplitatii schemelor, nu va fi nevoie nici macar de teorema Milman. Pentru amplificatorul neinversor (Fig. 5.5 a), cele doua intrari se afla la acelasi potential, stabilit de semnalul de intrare. Pe de alta parte, rezistoarele si formeaza un divizor rezistiv care, deoarece amplificatorul operational nu absoarbe curent la intrari, este complet 'neincarcat', tensiunile fiind proportionale cu rezistentele. Astfel, si amplificarea rezulta

. (5.9 )

Fig. 5.5. Circuite neinversoare cu amplificatoare operationale.

Tema: Desenati o schema bloc echivalenta a circuitului neinversor (similara cu cea din Fig. 5.2), calculati factorul de reactie si apoi determinati amplificarea cu formula amplificarii cu reactie.

Intrucit am considerat amplificatorul operational ca fiind ideal, impedanta de intrare a circuitului este infinita. In practica, la frecvente mici, ea este de ordinul
10¹² la 411 (care are FET la intrare) si peste 10⁸ daca utilizam AO cu tranzistoare bipolare. Ideal, impedanta de iesire este nula (iesirea circuitului fiind chiar iesirea amplificatorului operational). In realitate ea este de sub 1 . Daca etajul este destinat numai amplificarii semnalelor alternative, este indicata intercalarea la intrare a unui condensator de separare care sa 'blocheze' componenta continua (Fig. 5.5 b). In acest caz este obligatorie conectarea unui rezistor intre intrarea neinversoare si masa, altfel tranzistorul de la intrarea respectiva nu ar fi polarizat si amplificatorul operational ar intra in saturatie.

Tema: Explicati pe unde este polarizat tranzistorul de la intrarea inversoare.

Daca raportul este pus egal cu zero, cel mai simplu indepartind rezistorul si scurtcircuitind intrarea inversoare la iesire (Fig. 5.5 c), obtinem un repetor neinversor, utilizat frecvent ca adaptor de impedanta (etaj de separare, buffer in lb. engleza).

O a doua configuratie de baza este cea inversoare, prezentata in Fig. 5.6 a). Din nou, simplitatea circuitului combinata cu idealitatea AO face analiza extrem de usoara. Cum intrarea neinversoare este legata la masa, si intrarea inversoarea va avea potential identic nul (punct de masa virtuala). Astfel, tensiunea de intrare va produce prin curentul . Deoarece in intrarea inversoare a AO curentul este nul, intregul curent va fi 'fortat' sa treaca prin rezistorul de reactie . Aplicarea legii lui Ohm pe acest rezistor conduce imediat la valoarea tensiunii de iesire si, apoi, la expresia amplificarii

; (5.10)

daca cele doua rezistente au valori egale, obtinem repetorul inversor.

Fig. 5.6. Amplificator inversor (a), sumator inversor (b) si sumator neinversor realizate cu amplificatoare operationale.

Tema: Explicati cum face amplificatorul operational ca sa determine curentul sa curga integral prin rezistorul de reactie.

De data aceasta generatorul de semnal nu mai este cuplat doar in intrarea amplificatorului operational. Reactia negativa, mentinind prin la masa potentialul intrarii inversoare, face ca impedanta de intrare a etajului sa aiba valoarea rezistentei , in general de valoare modesta (1k -10 k) . Daca circuitul care functioneaza ca generator de semnal este tot unul cu amplificator operational, aceasta nu constituie un impediment

Tema: De ce nu poate fi marita prea mult impedanta de intrare a acestui etaj ?

Tema: Scrieti, utilizind teorema Milman, expresia potentialului intrarii inversoare. Apoi, bazati pe aceasta relatie si pe (5.7), alcatuiti o schema bloc echivalenta pentru circuitul inversor. Calculati factorul de reactie si apoi amplificarea cu reactie. In final, puneti amplificarea AO infinita si regasiti relatia (5.10).

Tema: Aveti acum schemele bloc pentru cele doua configuratii. Luati in consideratie numai cazurile repetoarelor, neinversor si inversor. La care din ele amplificarea pe bucla este mai mare ?

In ambele configuratii, factorul de reactie are aceeasi expresie

, (5.11)

amplificarile putind fi exprimate in functie de el prin

. (5.12)

Existenta punctului de masa virtuala permite generalizarea configuratiei inversoare, obtinindu-se sumatorul din desenul b) al figurii. Curentul produs de fiecare din tensiunile de intrare este , complet independent de valoarea celorlalte tensiuni de intrare. Intrarea inversoare este un nod de sumare a acestor curenti, care curg apoi impreuna prin rezistorul de reactie. Astfel, tensiunea de iesire este

(5.13)

circuitul fiind un sumator cu ponderi. Tensiunile de intrare sint sumate toate cu acelasi semn. Aceeasi operatie se poate efectua si cu o retea rezistiva urmata de un repetor (Fig. 5.6 c) dar, in acest caz, modificarea oricareia dintre tensiunile de intrare atrage modificarea potentialului nodului de sumare si, in consecinta, a curentilor tuturor intrarilor. Avantajul configuratiei din Fig. 5.6 b) este acela ca punctul de sumare are todeauna potential nul, orice influenta reciproca intre intrari fiind eliminata.

C. Abateri de la idealitate ale amplificatoarelor operationale

Amplificatoarele reale nu respecta intocmai conditiile din definitia amplificatorului operational ideal si utilizatorul trebuie sa cunoasca si sa tina seama de abaterile lor de la idealitate. Le vom aborda, in continuare, pe rind, analizind efectul lor asupra performantelor etajelor cu AO si caile de diminuare a acestor efecte.

Limitarea tensiunii de iesire

Potentialul iesirii unui amplificator operational nu poate evolua decit in interiorul domeniului delimitat de cele doua tensiuni de alimentare, uzual situat intre -15 V si
15 V. Daca tensiunea intre cele doua intrari ale AO este mai mare decit , amplificatorul intra in saturatie, tensiunea de iesire se limiteaza la sau si nu mai respecta relatia liniara . Reactia negativa este practic intrerupta si nici relatia (5.8) nu mai este indeplinita, potentialele celor doua intrari incetind sa mai fie practic egale.

Desi amplificatoarele operationale moderne nu mai prezinta fenomenul de 'agatare' in starile de saturatie ale iesirii, la prelucrarea unui semnal variabil intrarea in saturatie trebuie evitata deoarece AO pierde timp pentru parasirea acestei stari. Evitarea intrarii in saturatie, pentru un circuit ce prelucreaza un semnal variabil, construit in jurul unui amplificator operational, se face prin limitarea domeniului de variatie al tensiunii de intrare la valori mai mici decit tensiunea de alimentare divizata cu amplificarea etajului sau prin circuite cu diode, asa cum vom vedea la redresorul fara prag.

Decalajul de tensiune

Un amplificator operational ideal, respectind relatia (5.7), , ar trebui sa produca o tensiune de iesire nula daca tensiunea diferentiala de intrare este nula (cele doua intrari sint la acelasi potential)

. (5.14)

La un amplificator operational real, datorita nesimetriei perfecte a etajului diferential de intrare, ar trebui sa apara, in plus, o tensiune de decalaj (offset) la iesire. Datorita amplificarii foarte mari, valoarea ei este mult mai mare decit domeniul in care tensiunea de iesire poate lua valori (limitat de tensiunile de alimentare) si amplificatorul operational, in absenta reactiei negative, intra in saturatie, tensiunea de iesire devenind sau , dupa sensul decalajului. Se prefera, din acest motiv, exprimarea decalajului in termenii intrarii, definindu-se tensiunea de decalaj raportata la intrare, , ca fiind acea tensiune care aplicata la intrarea AO ideal ar produce acelasi efect cu asimetria etajului de intrare. In consecinta, ea poate fi interpretata si ca tensiunea (cu semn opus) care, aplicata suplimentar la intrarea unui AO real, asigura indeplinirea relatiei (5.7)

(5.15)

Acolo unde nu exista riscul unor confuzii, o vom numi simplu tensiune de decalaj. Marimea ei este imprastiata tehnologic, avind atit valori pozitive cit si la valori negative; cum pentru un exemplar anume nu putem prezice decit o valoare tipica si ni se garanteaza o valoare absoluta maxima, polaritatea tensiunii este irelevanta in analiza circuitului.

Pentru citeva amplificatoare operationale reprezentative, in Tabelul 5.1 sint prezentate valorile tensiunii de decalaj.

Conform celor aratate mai sus, un amplificator operational cu tensiune de decalaj poate fi modelat cu un AO ideal si o sursa ideala de tensiune de valoare . Putem, astfel, calcula efectul acestei neidealitati pentru configuratiile de baza. Analiza circuitului neinversor se face comod intercalind sursa de tensiune pe intrarea neinversoare (Fig. 5.7 a). La iesire apare deci o tensiune suplimentara egala cu

, (5.16)

tensiunea de decalaj de la intrare fiind amplificata la fel ca si semnalul de intrare. Pentru configuratia inversoare (Fig. 5.7 b) se obtine o tensiune suplimentara de valoare egala cu cea data de (5.16), chiar daca semnalul este amplificat, pina la un semn minus, cu .

Tabelul 5.1 Tensiunea de decalaj si driftul ei termic, pentru citeva tipuri de amplificatoare operationale

Fig. 5.7. Calculul efectului tensiunii de decalaj la intrare.

Utilizind teorema superpozitiei, se poate arata ca, indiferent de circuitul utilizat, tensiunea de decalaj la intrare se regaseste la iesire multiplicata cu inversul amplificarii la curent continuu pe calea inversa, . Pentru diminuarea acestui efect, reactia trebuie sa fie suficient de puternica la curent continuu. In cazul reactiei totale, la iesire se regaseste chiar valoarea tensiunii de decalaj la intrare.

Daca efectul la iesire al tensiunii de decalaj este inacceptabil de mare, el poate fi micsorat prin ajustarea unui potentiometru legat la niste borne ale AO prevazute special in acest scop, procedura numita compensarea decalajului. In principiu, efectul decalajului poate, astfel, sa fie eliminat complet, prin ajustarea atenta a acestui potentiometru, dar vom vedea mai departe ca inconvenientele ramin.

Driftul tensiunii de decalaj

Din pacate, dupa ce ca exista, tensiunea de decalaj nu este nici macar constanta in timp. Daca ar fi fost asa, prin ajustarea potentiometrului amintit anterior, i-am fi putut anula efectele. In realitate, oricit de bine am compensa noi tensiunea de decalaj la o anumita temperatura si la un anumit moment de timp, variatiile de temperatura si trecerea timpului o fac sa reapara.

Efectul cel mai suparator este variatia tensiunii de decalaj cu temperatura, numit si drift termic. Coeficientul de drift termic variaza de la 30 V/^oC pentru 741, la
5 V/^oC pentru LM 108, si la numai 0.03-0.10 V/^oC pentru AD 707C. In aplicatiile de performanta, conteaza si driftul in timp datorat imbatrinirii. Pentru OP 77 (un operational bipolar de precizie asemanator cu OP 07) el este de numai 0.2 V/luna.

Curentii de polarizare

Ca sa poata fi aduse in regiunea activa de functionare, tranzisoarele din etajul diferential de la intrarea AO trebuie polarizate, deci intrarile trebuie sa absoarba (sau sa debiteze, dupa tipul tranzistoarelor) curent. Valorile acestor curenti, numiti de polarizare, depind de tipul constructiv al tranzistoarelor si de punctul lor static de functionare. Curentul de polarizare se defineste ca media celor doi curenti, cu intrarile scurtcircuitate intre ele.

Pentru OP 27, care are tranzistoare bipolare (BJT -bipolar junction transistors), curentul de polarizare este de 15 nA, in timp ce pentru 411, care are tranzistoare JFET la intrare, curentul de polarizare este de 50 pA. Ca regula foarte aproximativa, AO cu tranzistoare bipolare au curenti de polarizare in domeniul zecilor de nanoamperi, pe cind cele cu JFET au curentii de polarizare de 1000 de ori mai mici, in domeniul zecilor de picoamperi. Sint disponibile si AO cu BJT care au curenti de polarizare de 1 nA sau mai mic, dar si AO cu JFET ce au curenti de polarizare de numai citiva picoamperi. Cel mai mic curent de polarizare se poate obtine cu tranzistoare CMOS la intrare, de exemplu numai 0.01 pA pentru ICH 8500.

Efectul asupra tensiunii de iesire al curentilor de polarizare si se poate urmari pe Fig. 5.8 unde curentii de polarizare sint modelati de sursele ideale de curent. Se obtin ecuatiile

(5.17)

care conduc la

, (5.18)

unde este combinatia paralela a rezitoarelor si .

In ipoteza unor curenti de polarizare egali pe cele doua intrari, efectul lor asupra iesirii se anuleaza daca se indeplineste conditia

, (5.19)

aceasta relatie fiind utilizata intodeauna in proiectare, atunci cind efectul curentilor de polarizare este suparator.

Daca aceasta conditie nu este indeplinita, in cea mai defavorabila situatie tensiunea suplimentara ce apare la iesie este unde este valoarea maxima de rezistenta 'vazuta' de cei doi curenti de polarizare. Este de dorit, din acest punct de vedere, utilizarea in jurul AO au unor rezistoare de valoare cit mai mica.

Tema: Justifcati ultima afirmatie.

Chiar daca am indeplinit conditia (5.19), o tensiune suplimentara apare la iesire deoarece cei doi curenti de polarizare nu sint riguros egali. Diferenta lor, , este numita decalaj (offset) de curent de polarizare si este intre o zecime si intreaga valoare a curentului de polarizare. Cu conditia (5.19) indeplinita, decalajul de curent produce la iesire o tensiune

, (5.20)

care poate fi micsorata numai prin scaderea valorii rezistentei de reactie.

De fapt, efectul curentului de polarizare si decalajului de curent apare simultan cu efectul decalajului de tensiune si, prin 'compensarea decalajului', este anulat efectul total. La fel ca si la tensiunea de decalaj, ramin insa variatiile. Driftul termic al lui este cel care limiteaza pina la urma precizia tensiunii de iesire.

In incheiere, revenim asupra unui aspect care, omis, produce surprize neplacute celui ce utilizeaza amplificatoare operationale. Chiar daca sint extrem de mici si de cele mai multe ori se pot neglija, curentii de polarizare trebuie sa existe, deci, de la intrari trebuie sa avem un drum care sa conduca in curent continuu la un punct capabil sa absoarba sau sa debiteze curent continuu. Daca aceasta conditie nu este indeplinita, asa cum s-ar intimpla cu intrarea neinversoare in Fig. 5.4 b) daca am omite rezistorul legat la masa, etajul de intrare nu este polarizat corect si iesirea amplificatorului este in saturatie la una din tensiunile de alimentare.

Impedanta de intrare finita

Deoarece amplificatorul operational are doua intrari, se definesc doua impedante de intrare: una de mod comun, pentru semnalele care apar simultan pe cele doua intrari, si una diferentiala. Impedanta pe mod comun este mult mai mare decit cea diferentiala, pentru ca pe acest mod etajul de intrare este echivalent cu un tranzistor ce are in emitor impedanta extrem de mare a unei surse de curent. Impedanta de intrare diferentiala, singura de care ne vom ocupa, are valori de ordinul a citiva M pentru AO bipolare, in timp ce pentru AO cu JFET ajunge pina la 10¹²

Mai mult, datorita reactiei negative aplicate, in circuitele cu AO se pot obtine valori mult mai mari ale impedantei de intrare. Pentru amplificatorul neinversor
(Fig. 5.9) in ipoteza (foarte realista) ca rezistentele din circuitul de reactie sint mult mai mici decit impedanta de intrare a amplificatorului operational, putem scrie

; (5.21)

notind cu amplificarea AO la frecventa la care calculam impedanta, ajungem la valoarea curentului de intrare si apoi la impedanta de intrare a intregului circuit

, (5.22)

mult mai mare decit cea a AO, deoarece in practica amplificarea pe bucla este de cel putin 100.

Trebuie scos in evidenta ca intensitatea este o variatie produsa de variatia si nu contine curentul de polarizare. De asemenea, in relatia precedenta trebuie sa tinem seama ca amplificarea AO, desi foarte mare la curent continuu, scade cu frecventa, asa cum vom vedea in sectiunile urmatoare Din acest motiv, si impedanta de intrare in circuit scade cu frecventa. Totusi, pentru sursele uzuale de semnal, impedanta de intrare in circuitul neinversor poate fi considerata infinita. Aceasta aproximatie este, insa, mai putin buna la frecvente mari.

Nu intodeauna reactia negativa mareste impedanta de intrare. La amplificatorul inversor (Fig. 5.10) daca nu mai consideram amplificarea ca fiind infinita, in ipoteza , impedanta de intrare se obtine ca

(5.23)

mai mica chiar decit . Cum amplificarea pe bucla este puternic supraunitara, impedanta de intrare este practic egala cu . Aceasta rezistenta nu poate fi mare din doua motive:

a) amplificarea este data de raportul

b) combinatia paralela a celor doua rezistente nu poate fi prea mare deoarece curentul de polarizare ar produce efecte vizibile la iesire. Astfel desi AO are o impedanta de intrare de cel putin 1 M circuitul are o impedanta in domeniul 1k-100k

Impedanta de iesire nu este nula

Impedanta de iesire a amplificatoarelor operationale, , (fara reactie) este destul de mica (40 pentru 411), dar poate ajunge chiar la citiva k la unele AO de mica putere. Reactia negativa produce, insa, micsorarea drastica a acestei impedante (Fig. 5.11). Deoarece rezistenta de reactie (de zeci sau sute de k) este mult mai mare decit impedanta de iesire a AO, putem considera ca intregul curent curge prin iesirea amplificatorului operational si se poate scrie ca

(5.24)

conducind la impedanta de iesire a circuitului

, (5.25)

care ajunge la 411, chiar pentru valoarea etrem de modesta , la 0.4

Aceasta valoare este practic neglijabila in comparatie cu impedantele de intrare (de cel putin 1k) prezentate de etajele ce se conecteaza la iesirea AO. Din aceasta cauza, tensiunea de iesire a AO depinde practic numai de semnalul de intrare si nu de sarcina de la iesire. Afirmatia anterioara este valabila in special la frecvente joase. La frecvente inalte, dupa cum am afirmat, amplificarea AO scade, ceea ce conduce la cresterea impedantei de iesire.

Valoarea extrem de mica a impedantei de iesire nu inseamna si posibilitatea obtinerii unor curenti mari la iesire. Daca rezistenta de sarcina coboara sub o anumita valoare, iesirea nu mai poate evolua pe intreaga gama permisa pentru ca exista un curent de iesire maxim. Pentru 411 acesta este de 20 mA, ceea ce inseamna ca pentru a avea la iesire un semnal cu amplitudinea de 10 V, rezistenta de sarcina nu trebuie sa coboare sub 0.5 k. In foile de catalog sint date grafice cu amplitudinea maxima a semnalului de iesire in functie de rezistenta de sarcina deoarece pentru semnale care se apropie de valoarea necesara a rezistentei de sarcina este mai mare decit cea dedusa din valoarea curentului maxim.

Pentru protectia impotriva scurtcircuitarii accidentale la masa a iesirii circuitului, mai ales pentru AO care nu au limitare interna a curentului de iesire, este utilizata schema din
Fig. 5.12. Rezistenta de protectie este introdusa in bucla de reactie, inainte de prelevarea semnalului pentru calea inversa. Singurul ei efect (in afara de limitarea curentului maxim la ) este cresterea impedantei de iesire (aparind in serie cu ). Cum valoarea nu este mai mare de 1k, reactia negativa reuseste sa mentina impedanta de iesire a circuitului sub 1

Tema: Calculati efectul lui daca ar fi fost introdusa in exteriorul buclei de reactie.

Un alt efect al impedantei de iesire nenule a amplificatorului operational apare atunci cind la iesire este conectata o sarcina capacitiva . In aceasta situatie, impedanta de iesire (care are un caracter rezistiv) formeaza, impreuna cu aceasta capacitate, un filtru trece-jos care coboara si mai mult amplificarea la frecvente mari pe calea directa. In afara abaterii mai pronuntate a amplificarii cu reactie de la formulele ideale (5.12 ), vom vedea in cursul de Electronica Avansata ca aceasta poate afecta stabilitatea circuitului cu reactie.

Limitarea vitezei de variatie a tensiunii de iesire

Datorita unui fenomen de saturatie interna (o sursa de curent comandata ajunge la valoarea sa maxima pe care nu o poate depasi) tensiunea de iesire nu poate avea o viteza de variatie mai mare decit o anumita valoare, numita viteza maxima de crestere (slew rate) si notata cu SR

. (5.26)

Valorile ei variaza intre 1 V/s pentru AO de viteza mica si peste 100 V/s pentru AO de viteza mare, ajungind pina la 6000 V/s in cazul amplificatorului operational LH0063C.

Daca, conform modelului liniar, semnalul de iesire ar trebui sa varieze mai repede decit (curba b din Fig. 5.13), potentialul real al iesirii nu mai urmeaza aceasta lege si incepe sa evolueze triunghiular cu o panta egala cu SR (curba c din figura). Diferenta intre potentialelor intrarilor inceteaza sa mai fie practic nula (vezi figura citata) si sursa de curent interna este comandata pentru valoarea maxima (este saturata). Cind tensiunea de la iesire devine egala cu cea prezisa de modelul liniar, sensul diferentei de potential intre intrari se schimba si sursa de curent este saturata in sensul opus.

Cum viteza maxima de variatie a unei sinusoide , atinsa la trecerea prin zero, este rezulta o amplitudine maxima a sinusoide nedistorsionate de aceasta neidealitate

(5.27)

limitare care pentru frecvente mari o inlocuieste pe cea data de tensiunile de alimentare. De exemplu pentru 411 avem o viteza de crestere de 15 V/s si cu o tensiune de alimentare de 10V frecventa maxima la care sinusoida cu amplitudinea de 10 V este inca nedistorsionata este

.

Peste aceasta frecventa, pentru a nu avea distorsiuni, semnalul de la iesire va trebui sa aiba amplitudini mai mici, conform expresie. (5.27).

Trebuie mentionat ca aceasta limitare a frecventei nu are legatura cu banda de trecere a circuitului ci provine din depasirea domeniului in care AO se comporta liniar. Un semnal sinusoidal care este in afara benzii de trecere este numai atenuat si defazat, pe cind un semnal sinusoidal care incearca sa depaseasca viteza de maxima crestere este distorsionat; prin micsorarea amplitudinii, distorsiunea dispare.

Amplificarea este finita

Amplificatorul operational ideal are amplificarea infinita. Cele reale ofera valori finite ale amplificarii care, la curent continuu, sint in gama 10⁵ - 10⁶ ; vom vedea, in continuare, ca amplificarea scade cu frecventa. Amplificarea AO fiind finita, egalitatea potentialelor celor doua intrari (conditia de scurtcircuit virtual) nu mai este valabila si trebuie inlocuita cu . Pentru configuratiile de baza, si anume amplificatorul inversor si cel neinversor, aceasta analiza conduce la expresiile

(5.28)

(5.29)

unde am pus in evidenta dependenta de frecventa a amplificarii AO si a factorului de reactie. Nu trebuie uitat, de asemenea, ca aceste marimi sint complexe.

Corectiile la formulele simple (5.12), deduse cu , sint produse de factorii secunzi si au marimea relativa comparabila cu inversul amplificarii pe bucla, care, pentru amplificare pe bucla mult supraunitara, poate fi exprimat ca raportul dintre amplificarea cu reactie si cea a AO, . Cum amplificarile cu reactie care sint cerute de la un etaj cu AO nu sint in general mai mari de 10³, aceste corectii sint, la frecvente joase, sub 1 %, mult mai mici decit variatiile datorate impreciziei valorilor impedantelor din reteaua de reactie. Odata cu cresterea frecventei, amplificarea AO scade si abaterile amplificarii etajului de la relatiile aproximative (5.12) devin mai importante.

Variatia amplificarii cu frecventa

Valoarea mare a amplificarii, prezentata in paragraful precedent, este oferita de amplificatoarele operationale la curent continuu (frecventa nula). Vom nota aceasta valoare cu

. (5.30)

Utilizatorul neavizat poate constata cu surprindere ca la anumite tipuri, cum este 741, incepind de pe la 5 Hz amplificarea scade cu decada pe decada (Fig. 5.14), ajungind unitara la 1 MHz. Astfel, la 20 kHz (capatul benzii audio), amplificarea AO este de numai 50 ; daca se realizeaza un etaj cu amplificarea de 1000, banda lui de trecere ajunge abia la 1 kHz, asa cum se vede pe aceeasi figura.

Acelasi fel de comportare a amplificarii il prezinta si OP 27, cu singura diferenta ca scaderea amplificarii incepe de pe la
50 Hz si ajunge la amplificarea unitara la 8 MHz.

S-ar parea, la prima vedere, ca aceste tipuri de AO au un inconvenient major. Adevarul este ca aceasta cadere a amplificarii, care incepe de la o frecventa surprinzator de mica, este produsa intentionat, amplificatoarele operationale fiind compensate intern in frecventa.

De ce este necesara aceasta sacrificare a amplificarii, atit de necesara pentru respectarea cu precizie a relatiei (5.6) ? Deoarece, asa cum am vazut in Capitolul 2, odata cu micsorarea amplificarii la cresterea frecventei, un filtru trece jos defazeaza din ce in ce mai mult semnalul; un filtru RC introduce un defazaj total (la frecventa infinita) de -90^o. Amplificatorul operational, fiind alcatuit din mai multe etaje, la o anumita frecventa defazajul intre intrare si iesire ajunge la -180^o: semnalul de la iesire este in antifaza cu cel de intrare si reactia, care la frecvente joase era negativa, devine aici pozitiva. Daca amplificarea pe bucla la aceasta frecventa nu este subunitara, circuitul incepe sa oscileze. Pentru o retea de reactie rezistiva, cea mai instabila comportare o are circuitul cu factorul de reactie maxim , adica repetorul neinversor.

Amplificatoarele operationale compensate total in frecventa au dependenta in asa fel incit si repetorul neinversor sa fie stabil (asigurind si o rezerva). Pentru aceasta, incepind de la o frecventa destul de coborita, modulul amplificarii scade ca inversul frecventei, ajungind egal cu unitatea la o frecventa numita frecventa unitara. Astfel, amplificarea AO sub frecventa unitara poate fi exprimata simplu ca

(5.31)

fiind limitata la frecvente foarte mici de valoarea de la curent continuu.

Compensarea in frecventa poate fi efectuata de fabricant (compensare interna) sau poate fi lasata la indemina utilizatorului (compensarea externa). De asemenea, producatorii ofera si amplificatoare operationale compensate partial, care sint stabile sub o anumita valoare a factorului de reactie; de multe ori aceasta este , putindu-se realiza amplificatoare stabile numai cu amplificari mai mari de 5 in configuratie neinversoare (4 in configuratie inversoare).

Banda de trecere a unui amplificator cu retea de reactie rezistiva poate fi calculata simplu: amplificarea cu reactie incepe sa coboare aproximativ la frecventa la care devine egala cu amplificarea (fara reactie) a amplificatorului operational, asa cum se vede in Fig. 5.14. Utilizind relatia (5.31) obtinem

(5.32)

unde este amplificarea cu reactie de la frecvente joase. Din relatia anterioara se observa ca produsul amplificare-banda care se poate obtine de la amplificatorul cu reactie este o constanta, egala cu frecventa unitara a amplificatorului operational.

D. Aplicatii liniare ale amplificatoarelor operationale

Amplificatorul operational este un dispozitiv de circuit prin excelenta liniar. Este normal, deci, ca majoritatea aplicatiilor sale sa fie in circuite liniare. Vom aborda, in continuare, doar citeva astfel de aplicatii reprezentative, urmind ca o alta categorie de aplicatii liniare ale AO, si anume filtrele active, sa fie studiata pe larg in cursul de Electronica Avansata.

Amplificatoare de audiofrecventa

Pentru aceasta aplicatie se pot utiliza, in principiu, configuratiile inversoare sau neinversoare, cu reactie rezistiva (neselectiva). O conditie care trebuie indeplinita este ca, la valoarea dorita pentru amplificare, amplificatorul operational sa ofere o banda de trecere suficienta. Pentru amplificatoarele de uz general de generatie mai veche, care sint compensate total in frecventa, aceasta poate fi o problema. De exemplu, daca se doreste realizarea unui circuit cu o amplificare de 100 si se utilizeaza un AO de tip 741, care are frecventa unitara de 1 MHz, banda de trecre care poate fi obtinuta este de numai 10 kHz, insuficienta pentru aplicatiile audio. Solutia este fie utilizarea unui AO necompensat intern, care sa fie compensat de catre utilizator pentru o amplificare de 100 (de exemplu LM 101), fie alegerea unui AO compensat intern, dar cu frecventa unitara mai ridicata (de exemplu LM 318, cu o frecventa unitara de 15 MHz).

O alta problema, ce poate apare atunci cind sint amplificate semnale de nivel mic, este zgomotul intern al amplificatorului operational. Daca semnalul este produs de exemplu de o doza magnetica si are un nivel sub 1 mV, atunci tensiunea efectiva de zgomot generata de 741 in banda audio, de aproximativ 4 V, il face inutilizabil pentru aceasta aplicatie. Va trebui ales un AO de zgomot mic, cum este OP 27, care va produce o tensiune de zgomot de numai 0.3 V sau, si mai bine, un amplificator optimizat in privinta zgomotului exact in banda audio, cum este LM 381. Problema zgomotelor in circuitele electronice va fi abordata in cursul de Electronica Avansata.

Reactia neselectiva este, insa, rareori folosita, deoarece odata cu amplificarea se urmareste si o corectie de frecventa a semnalului audio. La inregistrarile pe discuri clasice, in scopul imbunatatirii raportului semnal-zgomot, semnalul este prelucrat conform unei anumite curbe stabilita de norma RIAA, iar la redarea cu doze magnetice trebuie efectuata procesarea inversa, dezaccentuind frecventele care au fost accentuate la inregistrare, conform curbei din Fig 5.15, desenata astfel incit sa aiba amplificare unitara la 1kHz. Fringerile caracteristicii sint la frecventele de 50 Hz (constanta de timp 3.18 ms), 2.12 kHz (constanta de timp 75 s) si 500 Hz (constanta de timp de 318 s).

Un circuit care indeplineste aceste cerinte este prezentat in Fig. 5.16. Inainte de a fi aplicat intrarii de mare impedanta a AO, semnalul este trecut printr-un filtru trece-sus cu frecventa de taiere de 3.4 Hz care are numai scopul sa separe in curent continuu amplificatorul de sursa de semnal. Sub aceasta aceasta frecventa, reactia negativa este totala (condensatoarele se comporta practic ca circuite deschise) si tensiunea de decalaj a AO este 'amplificata' numai cu 1. Peste aceasta frecventa, condensatorul de 47 F este practic un scurtcircuit in comparatie cu rezistenta de 1 k si amplificarea ajunge la . Combinatia paralela 910 k - 33 nF stabileste practic fringerea caracteristicii la 50 Hz iar combinatia 75 k -1 nF il stabileste fringerea de la 2.12 kHz.

Amplificatoare de instrumentatie

Masurarea tensiunilor electrice continue de valoare mica (efectuata analogic sau digital) necesita amplificarea lor in prealabil pina la niveluri rezonabile (volti sau fractiuni de volt). Amplificatoarele folosite, numite de instrumentatie, trebuie sa indeplineasca mai multe conditii:

-sa ofere o banda de trecere pina la curent continuu;

-sa prezinte o impedanta de intrare mare pentru a nu modifica sensibil valoarea tensiunii masurate;

-sa aiba o amplificare precisa si usor comutabila;

-sa fie diferentiale, permitind astfel ambelor intrari sa fie conectate in puncte diferite de cel de masa; tensiunea de iesire trebuie sa depinda practic numai de diferenta celor doua potentiale, adica factorul de rejectie pe mod comun trebuie sa fie cit mai mare.

Ansamblul acestor conditii face ca amplificatoarele operationale sa fie blocurile preferate pentru realizarea de amplificatoare de instrumentatie. Etajul de baza, care poate fi utilizat si ca atare, este amplificatorul diferential, desenat in Fig. 5.17. In ipoteza unui amplificator operational ideal, tensiunea de iesire se exprima prin conductante ca

. (5.33)

Amplificarea pe mod comun este anulata, daca este indeplinita conditia

, (5.34)

amplificarea pe mod diferential devenind

. (5.35)

In practica, este impsibila indeplinirea absolut exacta a relatiei (5.34), datorita imprastierii tehnologice a valorilor rezistentelor, chiar daca ele sint selectionate prin masurare. Solutia este intercalarea in serie cu una din cele patru rezistente, de preferinta intre si masa, a unei rezistente semireglabile. Ajustarea acesteia se face, cu bornele de intrare legate impreuna la o sursa de semnal, pina la obtinerea unui semnal nul la iesire. In acest mod, reglajul compenseaza si amplificarea nenula pe mod comun a AO (nici un amplificator operational nu are CMRR infinit).

Amplificatorul diferential prezentat sufera de doua deficiente majore. In primul rind, impedantele vazute la cele doua intrari sint inegale si nu sint foarte mari. La intrarea 1 se vede , pe cind la intrarea 2 impedanta este numai . A doua deficienta este dificultatea modificarii amplificarii. Conform ecuatiilor (5.34-35), trebuie modificate simultan doua rezistente, dar in asa fel incit sa fie pastrata egalitatea celor doua rapoarte.

Un circuit care elimina aceste inconveniente este prezentat in Fig. 5.18. Impedantele vazute la cele doua intrari sint foarte mari, deoarece ele sint legate numai la intrarile neinversoare ale amplificatoarelor operationale. Trecerea de la iesirea diferentiala la una obisnuita este facuta de al treilea amplificator operational, care este conectat in configuratie de amplificator diferential, cu amplicare unitara. Tensiunea de iesire se obtine ca

(5.36)

si amplificarea poate fi modificata prin reglarea unei singure rezistente si anume .

Dezavantajul utilizarii a trei amplificatoare operationale este numai aparent, daca tinem seama de existenta circuitelor integrate care contin doua AO (dual) sau patru AO (quad). De fapt, cea mai eleganta solutie este folosirea unui circuit integrat care contine intreaga configuratie din Fig. 5.18 (sau una cu performante echivalente) numit amplificator de instrumentatie. Amplificarea sa se 'programeaza' prin valoarea unei rezistente conectate intre doua borne dedicate acestui scop. Din aceasta familie de circuite fac parte, de exemplu, AD 521, AD 522, AD 524 si AD 624, produse de Analog Devices.

Amplificatoare pentru punti rezistive

Multe tipuri de traductoare (pentru temperatura, tensiune mecanica, intensitate luminoasa, etc.) se bazeaza pe variatia unei rezistente electrice. Pentru a converti aceasta variatie intr-o tensiune electrica (si, de asemenea, pentru reglarea starii in care iesirea este nula), traductorul este conectat intr-o punte rezistiva. Pentru a obtine tensiuni de valoare usor masurabila, tensiunea de dezechilibru a puntii este prelucrata cu amplificatoare.

Solutia standard este utilizarea unui amplificator diferential (Fig. 5.19), care are impedanta de intrare mult mai mare decit rezistentele din punte. Avantajul acestei solutii tine de factorul mare de rejectie pe mod comun al amplificatorului diferential, care elimina practic tensiunile de zgomot (parazite) care apar identic pe ambele fire de legatura intre punte si amplificator. Pentru a face ca aceste tensiuni parazite sa fie identice, cele doua fire trebuie sa fie cit mai apropiate iar, pentru micsorarea acestor tensiuni, firele trebuie sa fie torsadate (rasucite) si introduse intr-un ecran metalic. Prin ecranul cablului nu trebuie sa circule curenti de semnal iar acesta trebuie legat la ecranul amplificatorului. Din acest motiv, solutia utilizarii cablului coaxial, la care unul din curentii de semnal circula prin ecran, desi mai ieftina, este una de compromis, valabila in conditii mai relaxate. Aceste probleme vor fi abordate in detaliu in cursul de Electronica Avansata.

Fig. 5.19. Amplificarea dezechilibrului puntii cu un amplificator diferential

Introducind variatia relativa a rezistentei

(5.37)

si notind cu amplificarea amplificatorului diferential, valoarea tensiunii de iesire se obtine sub forma

, (5.38)

care scoate in evidenta importanta mentinerii constante a tensiunii de referinta, cu care este alimentata puntea, si a amplificarii . Pentru dezechilibre mici, , relatia anterioara poate fi aproximata prin

(5.39)

care are avantajul ca este liniara.

Uneori, pentru prelucrarea semnalului dat de o punte, dorim sa utilizam, un amplificator mai putin complex decit unul diferential cu performante ridicate. Exista citeva circuite care folosesc numai un singur amplificator operational, asa cum este cel din Fig. 5.20.

Deoarece diagonala activa a puntii este legata direct la intrarile unui amplificator operational, potentialele nodurilor A si B sint fortate sa devina egale (prin reactia negativa); puntea este operata in regim de scurtcircuit virtual (nu exista curent care sa curga intre aceste noduri). Tensiunea de iesire este

(5.40)

care, pentru , poate fi aproximata prin

(5.41)

relatie ce este, din nou, liniara. Trebuie notat ca acum valorile rezistentelor din punte apar in expresia tensiunii de iesire, necesitind ca acestea sa foarte stabile cu temperatura. Circuitul, desi simplificat, rejecteaza semnaele pe mod comun, daca AO are o valoare a CMRR suficient de buna.

Cind rejectia semnalelor pe mod comun nu este o problema, se poate folosi numai o jumatate de punte operata in scurtcircuit (Fig. 5.21). Amplificatorul operational forteaza la masa potentialul nodului A si tensiunea de iesire este

(5.42)

care, pentru , devine

. (5.43)

Toate amplificatoarele de punte discutate pina acum sufera de o deficienta comuna: tensiunea de iesire nu este proportionala cu variatia decit in aproximatia . Pentru deviatii mari, expresiile sint neliniare, ceea ce este un dezavantaj major in sistemele de masura si control analogice. Chiar daca la un anumit punct informatia se prelucreaza digital si exista, astfel, o posibilitate comoda de liniarizare, nu trebuie sa uitam ca la prima procesare, care este efectuata de amplificatorul de punte, sensibilitatea nu este constanta si in anume domenii de valori variatiile puntii pot fi mascate de efecte parazite (zgomot, driftul tensiuniii de decalaj, etc.). Daca acest lucru se intimpla, prelucrarea digitala ulterioara nu mai poate recomstitui informatia pierduta.

Pentru variatii semnificative ale lui se poate utiliza circuitul din Fig. 5.22. Configuratia este aceea a unui amplificator diferential cu intrarile legate impreuna la o tensiune de referinta, traductorul fiind legat ca rezistenta de reactie. Se obtine o tensiune de iesire

(5.44)

care este liniara in variabila si pentru variatii mari.

Convertoare curent-tensiune

Exista traductoare a caror marime de iesire, ce trebuie prelucrata, nu este tensiunea electrica ci intensitatea curentului generat. Asa sint, de exemplu, fotomultiplicatoarele, fotodiodele, si multiplicatoarele de electroni. In aceste cazuri, semnalul oferit de ele trebuie aplicat unor convertoare curent-tensiune, numite si amplificatoare transimpedanta.

Dupa cum am vazut in Suplimentul S 1.1 o fotodioda trebuie sa fie operata in scurtcircuit, la tensiune inversa sau nula constanta. Un circuit care realizeaza acest lucru este prezentat in Fig. 5.23. In plus, el converteste informatia de curent intr-o informatie de tensiune, accesibila, asa cum am vazut, cu o impedanta de iesire extrem de mica. Avem, deci, un convertor curent-tensiune, caracterizat prin transimpedanta

(5.45)

numita uneori, incorect, amplificare.

Tensiunea de decalaj nu constituie o problema, deoarece ea se regaseste la iesire neamplificata. In schimb, curentul de polarizare se aduna peste informatia utila () si efectul sau nu mai poate fi indepartat. Introducerea unei rezistente identice intre intrarea neinversoare si masa micsoreaza putin acest efect, raminind insa decalajul de curent de polarizare. De fapt, ceea ce este deranjant este driftul sau si zgomotul de curent corespunzator. Pentru amplificatoarele operationale performante, aceste efecte sint atit de mici incit sint practic mascate de curentul de intuneric si zgomotul de curent produse de fotodioda.

Desi functionarea fotodiodei la tensiune nula este suficient de liniara in raport cu iluminarea, se prefera de multe ori aplicarea unei tensiuni inverse constante, de valoare cit mai mare. Scopul este micsorarea capacitatii sale de bariera, pentru obtinerea unui timp de raspuns cit mai mic. Circuitul anterior poate fi modificat pentru indeplinirea aceste functii, aratind acum ca in Fig. 5.24. Tensiunea inversa pe fotodioda poate fi reglata continuu cu ajutorul unui potentiometru semireglabil. Aceasta tensiune se regaseste, insa, la iesirea primului amplificator operational si, pentru a nu trebui sa fie foarte stabila, este scazuta ulterior cu ajutorul amplificatorului diferential construit in jurul celui de-al doilea amplificator operational. O alta solutie ar fi blocarea ei cu un condensator, dar in acest mod s-ar pierde si informatia de la frecvente joase.

Stabilizatoare de tensiune

Cuplarea unui repetor pe emitor micsoreaza de citeva zeci de ori rezistenta de iesire a unui stabilizator de tensiune realizat cu dioda Zener. Utilizarea unui amplificator operational, datorita amplificarii sale imense si a reactiei negative coboara insa aceasta rezistenta la valori extrem de mici, stabilizatorul comportindu-se practic ca o sursa ideala de tensiune.

In circuitul din Fig. 5.25 potentialul intrarii neinversoare a amplificatorului operational este fixat de dioda Zener, pe cind la intrarea inversoare se aplica o fractie din tensiunea de iesire a stabilizatorului. Diferenta dintre aceste potentiale este amplificata de ori (10⁵ - 10⁶) si apoi tensiunea rezultata comanda dubletul Darlington montat ca repetor pe emitor. Reactia negativa nu mai este una locala in jurul AO, ea cuprinde si dubletul Darlington, fiind una globala.

Cum amplificarea in tensiune a repetorului pe emitor este practic unitara amplificarea pe bucla este egala la frecvente coborite cu amplificarea amplificatorului operational. Astfel, impedanta de iesire a repetorului, de citiva , este micsorata de catre reactia negativa de cel putin 10⁵ ori, ajungind la valori incredibil de mici. Nu trebuie sa uitam ca aceasta se intimpla numai la frecvente foarte coborite. Cu un 741, la 10 kHz, amplificarea pe bucla scade la 100 si rezistenta de iesire a stabilizatorului creste, nedepasind insa citeva sutimi de . Aceasta crestere a impedantei de iesire la frecvente mari poate fi compensata prin conectarea in paralel la iesirea stabilizatorului a unui condensator care se comporta bine la aceste frecvente (electrolitic cu tantal).

Datorita amplificarii mari pe bucla de reactie, performantele stabilizatorului nu mai depind decit de dioda Zener si de driftul tensiunii de decalaj a amplificatorului operational. Micsorarea riplului tensiunii se poate face prin polarizarea diodei Zener printr-o sursa de curent. E foarte putin probabil sa va construiti cu elemente disparate (tranzistoare discrete, amplificatoare operationale, surse de curent) stabilizatorul discutat. Mult mai indicat este sa utilizati un stabilizator integrat de putere mica programabil, cum este 723 (plus, eventual, un tranzistor de putere) sau un stabilizator integrat cu trei terminale, disponibil pentru mai multe valori fixate ale tensiunii stabilizate.

Surse de curent

Chiar la realizarile cu tranzistoare bipolare sau FET, ingredientul magic, chiar daca nu foarte evident, era reactia negativa. Ne asteptam ca amplificatorul operational sa aduca si in acest domeniu imbunatatirea performantelor. Sa privim la circuitul din Fig. 5.26. Iesirea amplificatorului operational comanda dubletul FET-tranzistor bipolar care controleaza curentul prin sarcina. Dar informatia folosita de bucla de reactie nu mai este tensiunea pe sarcina, ca la stabilizatorul de tensiune, ci curentul prin sarcina, convertit in tensiune de rezistorul . Curentul nul al portii tranzistorului cu efect de cimp asigura ca prin trece exact curentul de sarcina. De asemenea, curentul de polarizare practic nul al intrarii inversoare a AO (eventual cu FET pe intrari) nu afecteaza tensiunea pe acest rezistor. Daca valoarea curentului sursei este mai mica, se poate renunta la tranzistorul bipolar.

E. Aplicatii neliniare ale amplificatoarelor operationale

Desi este prin excelenta un dispozitiv de circuit liniar, amplificatorul operational este utilizat intr-o diversitate de circuite neliniare, in care aduce avantajele sale legate in principal de posibilitatea utilizarii unei reactii negative puternice. Neliniaritatea circuitului poate fi provocata de neliniaritatea unor dispozitive externe (diode si tranzistoare) sau de intrarea in limitare a AO. Un caz special il reprezinta circuitele in care, desi AO functioneaza liniar, exista elemente de comutatie a caror functionare schimba periodic modul de lucru al intregului circuit.

Redresorul fara prag

In afara circuitelor de alimentare care trebuie sa converteasca tensiunea alternativa sinusoidala, furnizata de retea, intr-o tensiune continuu, constanta si la care puterea electrica produsa este un element cheie, apare foarte des necesitatea convertirii informatiei de amplitudine a unui semnal (constanta sau lent variabila in timp) int-un nivel de curent continuu. Primul pas este trecere de la un semnal care are valori pozitive si negative la unul care are valori de un singur semn.

Acest proces poarta numele de redresare si poate fi efectuat cu circuitul simplu cu dioda, prezentat in Capitolul 2 (Fig. 2.20 a). Datorita pragului de deschidere al diodei, semnalele cu amplitudinea sub 0.5-0.6 V nu vor genera semnal la iesire, existind o aproximativa proportionalitate numai pentru valori mari ale semnalului de intrare.

Aceste inconveniente sint eliminate daca dioda este conectata pe calea de reactie negativa a unui amplificator operational, ca in Fig. 5.27.

Sa analizam functionarea circuitului de la momentul in care tensiunea sinusoidala de la intrare incepe sa coboare spre valori negative. Dioda D₁ va incepe sa conduca (cu valori infime ale curentului) deschizind calea de reactie negativa. Cind tensiunea pe dioda ajunge la valoarea de prag , curentul fiind inca foarte mic, potentialul este nul deoarece caderea de tensiune pe este neglijabila (de ordinul mV) iar intrarea inversoare a AO este punct de masa virtuala. Din acest motiv, potentialul iesirii AO (care nu este si iesirea circuitului !) este practic . Putem astfel estima potentialul intrarii inversoare

(5.46)

aproximativ egal cu tensiunea de intrare . Tensiunea de la care semnalul deschide dioda este, deci, acum de 10⁵-10⁶ ori mai mica decit in cazul circuitului de redresare fara amplificator operational, ajungind la cel mult 10 V. Dinamica (raportul intre valorile maxima si minima ale semnalului prelucrat) pentru o amplitudine de intrare de 1V este de cel putin 10⁵ (100 dB), in timp ce pentru circuitul simplu cu dioda avea valori cu putin peste 1.

Odata acest punct de functionare depasit, curentul prin si D₁ devine apreciabil si analiza conduce la relatia

(5.47)

potentialul iesirii AO fiind cu sub aceasa valoare. Semialternanta negativa a semnalului de intrare este, astfel, amplificata si inversata, asa cum se vede si in figura.

Pentru valori pozitive ale semnalului de intrare, dioda D₁ este blocata si, in absenta diodei D₂, amplificatorul operational nu ar mai avea reactie negativa si ar intra in limitare, la tensiunea negativa de alimentare. Desi dioda D₁ ar impiedica ca iesirea circuitului sa fie influentata, intrarea in limitare a AO poate sa produca fenomene neplacute, cum ar fi 'agatarea' (latch-up), si sa intirzie apoi prelucrarea urmatoarei semialternante negative. Acest lucru este impiedicat de dioda D₂ , care deschide acum o noua cale de reactie negativa, mentinind intrarea inversoare a AO la masa si iesirea AO la .

Iesirea circuitului se comporta diferit in timpul celor doua semialternante ale semnalului de intrare. Pe semialternanta negativa, dioda D₁ este deschisa si iesirea circuitului beneficiaza de impedanta de iesire foarte mica a AO, pe cind in timpul celeilalte semialternante dioda D₁ este blocata si iesirea circuitului este legata numai prin la punctul de masa virtuala. Tensiunea de iesire este astfel nula dar impedanta de iesire este acum egala cu (zeci sau sute de k

Atunci cind se doreste redresarea ambelor semialternante se poate utiliza circuitul din Fig. 5.28. El se bazeaza pe faptul ca o forma de unda obtinuta la redresarea monoalternanta (Fig. 5.27) adunata cu o sinusoida de amplitudine pe jumatate produce o forma de unda cu redresarea ambelor alternante. De data aceasta, iesirea circuitului este in permanenta conectata la iesirea celui de-al doilea AO si are in orice moment o impedanta de iesire foarte mica. Daca semnalul este trecut ulterior printr-un filtru trece-jos, din el ramine practic numai o componenta constanta (sau lent variabila) proportionala cu amplitudinea semnalului de intrare.

Detectorul de virf

Exista numeroase aplicatii in care este necesara determinarea valorii maxime (peak in lb. engleza) a unei forma de unda arbitrare. Cel mai simplu detector de virf este prezentat in Fig. 5.29, impreuna cu tensiunea de iesire in cazul unei anumite forme de unda. Cind semnalul de intrare are tendinta de a creste peste valoarea tensiunii pe condensator, dioda se deschide si tensiunea pe condensator ajunge la valoarea tensiunii de intrare. Daca semnalul de intrare coboara apoi sub aceasta valoare, dioda se blocheaza, condensatorul nu se poate descarca si memoreaza astfel valoarea maxima atinsa pina la momentul respectiv. Numai daca semnalul depaseste ulterior aceasta valoare, dioda se deschide din nou si informatia de pe condensator este reactualizata.

Acest circuit simplu prezinta inconveniente serioase. Impedanta de intrare nu este constanta, atingind valori foarte mici in perioadele de incarcare a condensatorului. In plus, tensiunea de deschidere a diodei face ca valorea tensiunii de pe condensator sa fie mai mica cu decit tensiunea semnalului de intrare. Astfel, semnalele mici nu pot fi prelucrate. Apoi, pentru a putea fi utilizata, tensiunea de pe condensator trebuie prelucrata in continuare dar condensatorul ofera o impedanta de iesire mare (se descarca repede pe impedanta de intrare a etajului urmator).

Inconvenientele prezentate sint eliminate de detectorul de virf activ, cu amplificatoare operationale, desenat in Fig. 5.30. Impedanta de intrare este foarte mare, furnizata de intrarea neinversoare a AO 1. Dioda este legata in bucla de reactie negativa si pragul ei este redus de ori, ajungind la valori neglijabile. Cind dioda este blocata, condensatorul se descarca prin intrarile celor doua amplificatoare operationale si, din acest motiv, trebuie alese tipuri cu valori mici ale curentilor de polarizare (de exemplu, cu JFET la intrare). Impedanta de iesire a circuitului este foarte mica, fiind de fapt impedanta de iesire a lui AO 2.

Neidealitatile AO limiteaza performantele circuitului. Pentru 741 si un condensator cu o capacitate de 1 F, viteza maxima de urmarire este limitata la
0.02 V/s de curentul maxim disponibil la iesire (20 mA), mult sub limita de viteza maxima de crestere a AO (slew rate) care este 0.5 V/s. Datorita curentilor de polarizare, condensatorul se descarca cu 0.08 V/s.

O alegere mai buna, cu LF 355 (JFET pe intrare, 20 mA curent maxim la iesire) si cu o capacitate de numai 0.01F, conduce la performante superioare: viteza maxima de urmarire 2 V/s si viteza de descarcare de numai 0.006 V/s.

Trebuie scos in evidenta ca ambele circuite functioneaza numai pentru valori pozitive ale tensiunii de intrare. Ele sint detectoare de virf ale valorii pozitive. Daca se urmareste valoarea maxima (in modul) a unei tensiuni negative, atunci sensul diodei trebuie inversat.

Circuit de esantionare si memorare

Conversia analog-digitala implica o esantionare a semnalului analogic la un anumit moment, urmata de memorarea valorii esantionate, timp in care are loc conversia propriu-zisa. Componentele de baza ale unui circuit de memorare si esantionare (sample and hold, S/H) sint un amplificator operational si un comutator cu FET (Fig. 5.31). Amplificatorul operational AO 1 functioneaza ca repetor, producind o replica a semnalului de intrare dar sub o impedanta de iesire foarte mica. Tranzistorul T conduce semnalul spre condensator in timpul esantionarii, incarcarea acestuia producindu-se foarte rapid, viteza fiind limitata de curentul de iesire maxim al lui AO 1, viteza lui de crestere (slew-rate) si rezistenta tranzistorului in starea de conductie. Urmeaza apoi blocarea tranzistorului, sarcina raminind captiva pe condensator si descarcindu-se extrem de lent prin curentul de polarizare al intrarii lui AO 2 si rezistenta de scurgere (in starea blocata) a tranzistorului.

Amplificatorul logaritmic

Pentru un tranzistor bipolar cu siliciu, in regiunea activa, dependenta intre curentul de colector si tensiunea baza-emitor poate fi aproximata prin

(5.48)

aceasta relatie fiind foarte bine verificata pe sapte decade de variatie a curentului de colector. Tensiune termica este egala cu (marimile sint, in ordine, constanta Boltzman, temperatura absoluta si sarcina electronului) si are, la temperatura camerei, o valoare de aproximativ
25 mV. Relatia (5.48) permite realizarea unor amplificatoare la care dependenta tensiunii de iesire in functie de cea de intrare sa fie logaritmica sau exponentiala (antilogaritmica).

Sa analizam mai intii circuitul simplu din Fig. 5.32. De data aceasta, in calea de reactie negativa a fost conectat un dispozitiv cu trei terminale si caracterul negativ al reactiei nu mai este evident, Pentru a ne convinge ca reactia este negativa, intrerupem bucla desfacind emitorul tranzistorului de la iesirea OA si aplicam potentialului sau o variatie pozitiva. Tensiunea baza-emitor scade, curentul de colector scade, caderea de tensiune pe rezistenta scade si, cum celalalt capat este tinut la un potential constant, potentialul intrarii inversoare a AO urca. In final, potentialul iesirii AO coboara. Reactia este deci negativa. Utilizind relatia (5.48) tensiunea de iesire rezulta ca

. (5.49)

Dezavantajele circuitului consta in tensiunea de iesire mica (aproximativ -0.6 V) si dependenta sa de temperatura prin tensiunea termica si curentul invers al tranzistorului, .

In practica este utilizat un circuit mai elaborat, care elimina aceste dezavantaje (Fig. 5.33). Primul bloc este dezvoltat din circuitul precedent, avind in plus capacitatea pentru imbunatatirea stabilitatii (amplificarea pe bucla este mai mare datorita tranzistorului T₁) si dioda C₁ care protejeaza tranzistorul in eventualitatea unei tensiuni de intrare negative care ar duce iesirea lui AO 1 in limitarea la tensiunea pozitiva de alimentare.

Din valoarea tensiunii (5.49), date de primul etaj, se scade tensiunea pe jonctiunea baza-emitor a tranzistorului T₂ si valoarea obtinuta este apoi amplificata de amplificatorul neinversor construit in jurul lui AO 2. Tranzistorul T₂ este operat la curentul de colector constant furnizat de o sursa ideala de curent, astfel incit tensiunea de iesire este

. (5.50)

Daca cele doua tranzistoare sint identice si in foarte bun contact termic (asa cum
s-a presupus in deducerea ecuatiei precedente), atunci curentul nu mai apare in expresia tensiunii de iesire si dependentele de temperatura ale celor doua jonctiuni baza-emitor se anuleaza reciproc. Valoarea curentului este folosita pentru stabilirea tensiunii de intrare la care tensiunea de iesire se anuleaza. Rezistentele din jurul lui
AO 2 se aleg de obicei pentru a determina o amplificare egala cu 16, ceea ce conduce la o variatie a tensiunii de iesire de -1 V/decada (Fig. 5.34).

Teme: 1) Justificati faptul ca prezenta curentului de colector al lui T₂ nu modifica tensiunea de iesire a primului etaj.

2) Baza si colectorul lui T₁ sint la acelasi potential si ar putea fi scurtcircuitate intre ele, ca in cazul lui T_2. De ce acest lucru nu este indicat ?

Tensiunea de iesire este inca proportionala cu temperatura prin tensiunea termica. In afara de solutia termostatarii tranzistoarelor, mai este utilizata si o metoda de compensare a acestei dependentei prin inlocuirea rezistorului cu o combinatie serie alcatuita dintr-un rezistor obisnuit si un termistor (dipol la care rezistenta depinde de temperatura) cu coeficient de temperatura pozitiv.

Folosind o pereche de tranzistoare imperecheate monolitic (de pe acelasi chip de siliciu) si amplificatoare operationale cu JFET la intrare, iesirea circuitului se comporta logaritmic cu suficienta precizie pe sapte decade de valori ale curentului de intrare
(1 nA-10 mA). Daca este posibil, este de preferat ca intrarea sa se faca direct in curent, eliminindu-se rezistorul .

Circuitul de antilogaritmare

Prin utilizarea caracteristicii neliniare a tranzistorului (5.48) se poate realiza si o dependenta exponentiala a marimii de iesire in functie de tensiunea de intrare. In circuitul din Fig. 5.35 amplificatorul operational AO 1 forteaza curentul sa treaca prin tranzistorul T₁ , in timp ce baza sa este tinuta la un potential dictat de semnalul de intrare. Insumind caderile de tensune pe traseul: punctul median , jonctiunea baza emitor a lui T₁, jonctiunea baza-emitor a lui T₂, masa

(5.51)

si exploatind ecuatiile tranzistoarelor (de forma 5.48), obtinem expresia curentului de colector a tranzistorului T₂

_(5.52)

Al doilea amplificator operational are aici un rol de convertor curent-tensiune, producind la iesire tensiunea

. (5.53)

Circuitul functioneaza pentru ambele polaritati ale tensiunii de intrare, tensiunea de iesire fiind intodeauna pozitiva (Fig 5.36).

Circuite de inmultire si impartire a semnalelor analogice

Posibilitatatea efectuarii operatiilor de logaritmare si antilogaritmare, impreuna cu cele de sumare si multiplicare cu o constanta (studiate la aplicatiile liniare), conduce la realizarea unor circuite la care semnalul de iesire este, in orice moment, proportional cu produsul sau raportul celor doua semnale de intrare. Astfel, in
Fig. 5.37 este desenata schema de principiu a unui mutiplicator analogic care functioneaza numai in situatia in care ambele tensiuni de intrare sint pozitive (cadranul I).

Cu acelasi numar de amplificatoare operationale (patru) se poate construi insa un circuit (Fig. 5.38) care realizeaza o functie mai generala. El utilizeaza doua perechi de tranzistoare. Amplificatoarele AO 1, AO 2 si AO 3 forteaza curentii de colector ai tranzistoarelor T₃, T₁ si T₂, respectiv, la valori egale cu valorile curentilor injectati spre intrarile lor inversoare de tensiunile de intrare si .

Fig. 5.38. Circuit pentru multiplicare si divizare analogica

Scriindu-se relatia intre tensiunile baza-emitor ale celor patru tranzistoare

(5.54)

si utilizind expresiile (5.48) ale curentilor de colector, se ajunge in final la tensiunea de iesire

. (5.55)

In practica, se proiecteaza cu valori egale pentru cele patru rezistente, ajustindu-se apoi astfel incit cu sa se obtina ; prin aceasta procedura se anuleaza si efectul neimperecherii perfecte a curentilor inversi ai tranzistoarelor. Dupa aceasta reglare, se obtine ecuatia de functionare

. (5.56)

Circuitul poate fi util pentru calculul puterii instantanee a unui semnal (prin ridicarea la patrat a valorii instantanee) dar, mai ales, pentru efectuarea raportului intre doua marimi fizice ca, de exemplu, la masurarea absorbtiei optice a unui mediu cu o sursa de lumina a carei intensitate nu este constanta.

Comparatoare

Destul de frecvent, trebuie comparate doua semnale analogice pentru a decide care este mai mare. Cum nu exista decit doua raspunsuri, semnalul de iesire este unul logic (digital), tensiunea sa apartinind la unul din doua intervale de valori, denumite stari logice: de potential ridicat (H) si de potential coborit (L). Comparatorul este astfel un circuit de interfata intre semnale analogice si semnale logice.

Amplificarea extrem de mare a amplificatoarelor operationale determina (in absenta reactiei negative) intrarea lor in saturatie la una din tensiunile de alimentare, dupa semnul diferentei tensiunilor pe intrari, si astfel ele pot fi utilizate drept comparatoare. Trecerea iesirii dintr-o stare de saturatie in cealalta se face la o variatie a acestei diferente de numai cieva zecimi de milivolt, aceasta fiind precizia cu care se efectueaza comparatia.

Comparatoarele special proiectate pentru acest scop au amplificarea mai mica, dar sint mult mai rapide decit amplificatoarele operationale. In plus, etajul lor final este, de regula, cu colectorul in gol (open colector in lb. engleza). Ele nu se folosesc niciodata cu reactie negativa, deoarece ar deveni instabile.

Datorita absentei reactiei negative, circuitul se comporta diferit de cazurile studiate pina acum:

-cele doua intrari nu mai sint la acelasi potential, intre ele nemaiexistind 'scurtcircuitul virtual';

-impedanta de intrare (diferentiala) nu mai are valorile mari, tipice pentru circuitele cu AO;

-impedanta de intrare nu este constanta, curentul de intrare crescind in momentul comutarii si daca sursa de semnal are impedanta prea mare, lucrurile pot scapa de sub control;

-anumite comparatoare permit variatii limitate ale tensiunii diferentiale de intrare.

Indiferent daca este realizat cu comparatoare dedicate sau cu amplificatoare operationale, un circuit de comparare cu prag (Fig. 5.39 a) prezinta doua inconveniente. In primul rind, daca semnalul de intrare variaza incet comutarea iesirii poate fi inacceptabil de lenta. Totusi, lucrul ce mai neplacut este ca, in cazul unui semnal zgomotos care traverseaza nivelul de prag, comparatorul efectueaza mai multe comutari inainte si inapoi asa cum se vede in Fig. 5.39 b). Acest fenomen apare cind nivelul zgomotului este mai mare decit precizia comparatorului.

Ambele probleme se rezolva prin introducerea unei reactii pozitive, ca in
Fig. 5.40, obtinind un comparator cu histerezis (trigger Schmitt). Acum comparatorul are doua praguri de comutare diferite, depinzind de starea in care se afla. In plus, reactia pozitiva grabeste mult procesul de comutare, deoarece imediat ce tensiunea de iesire a inceput sa varieze, pragul incepe sa se deplaseze marind tensiunea diferentiala de intrare inainte ca semnalul insusi (evoluind lent) sa reuseasca acest lucru singur.

Daca la un moment dat iesirea comparatorul se afla in starea H (la ) pragul este la

(5.57)

iar daca iesire este in starea L, pozitia pragului devine

(5.57)

astfel ca histerezisul are valoarea

(5.58)

Oscilator de relaxare

Principiul unui oscilator de relaxare consta in incarcarea unui condensator
printr-un rezistor (sau sursa de curent), pina cind tensiunea atinge un prag superior, dupa aceasta urmind descarcarea condensatorului (mai rapida sau cu aceeasi viteza) pina la un prag inferior, cind calea de descarcare este inchisa si procesul se reia. In trecut, pentru economie de componente, oscilatoarele de relaxare erau realizate cu dispozitive cu rezistenta diferentiala negativa (tranzistoare unijonctiune, diace, becuri cu neon) care indeplineau simultan trei functii: compararea cu pragul superior, compararea cu pragul inferior si furnizarea caii de descarcare comandata.

Practica actuala prefera amplificatoarele operationale sau circuitele integrate dedicate acestui scop (de exemplu circuitul de temporizare 555). In Fig. 5.41 este prezentat un circuit de relaxare in care AO indeplineste si el cele trei functii specificate anterior. Se poate recunoaste usor o configuratie de comparator cu histerezis, iesirea AO incarcind (respectiv descarcind) condensatorul prin rezistorul . Tensiunea pe condensator evolueaza astfel intre pragurile comparatorului

(5.59)

sub forma unor fragmente de exponentiala cu constanta de timp si asimptotele . Perioada formei de unda generate este astfel

. (5.60)

Tema: Demonstrati afirmatia anterioara.

Oscilator controlat in tensiune

Am abordat oscilatoarele sinusoidale in cadrul aplicatiilor liniare. Prezentam acum un oscilator (Fig. 5.42) care functioneaza neliniar si genereaza forme de unda dreptunghiulare si triunghiulare. In plus, frecventa sa de oscilatie este controlata de o tensiune electrica. Pentru simplitate, alimentarea este facuta de la o singura sursa de alimentare.

Amplificatorul operational AO 1 functioneaza ca integrator, tensiunea sa de iesire avind o dependenta de timp liniara. Potentialul intrarii sale neinversoare este fixat de divizorul la jumatate din tensiunea de intrare. Astfel, AO 1, avind reactie negativa, potentialul intrarii inversoare este in orice moment la . Daca tranzistorul T, de tip MOSFET, este blocat, spre aceasta intrare este injectat curentul care aeste fortat sa incarce condensatorul . In acest mod, tensiunea de iesire a lui
AO 1 variaza liniar cu timpul, coborind cu o viteza . Cind aceasta tensiune ajunge la pragul de jos al comparatorului cu histerezis, realizat in jurul lui AO 2, (prag situat la o treime din tensiunea de alimentare) iesirea comparatorului trece in starea HIGH si deschide tranzistorul. In nodul intrarii inversoare a lui AO 1 apare o cale suplimentara prin care se extrage curentul . Rezistenta este aleasa astfel incit impreuna cu rezistenta a tranzistorului sa aiba exact valorea . Curentul extras prin tranzistor este, din acest motiv, exact dublul curentului injectat prin , astfel incit curentul de incarcare al condensatorului isi pastreaza valoarea dar schimba semnul. In consecinta, tensiunea de iesire a lui AO 1 incepe sa creasca liniar cu timpul cu viteza . Aceasta crestere se opreste cind tensiunea atinge pragul de sus al comparatorului (stabilit la doua treimi din ); comparatorul trece in starea LOW, tranzistorul se blocheaza si ciclul se reia.

La iesirea lui AO 1 se obtine astfel o forma de unda triunghiulara cu pante egale pe portiunile ascendenta si descendenta, care evolueaza intre si . Perioada acestui semnal este

, (5.61)

frecventa sa (5.62)

fiind proportionala cu tensiunea de intrare. La iesirea lui AO 1 se obtine un semnal dreptunghiular, cu factor de umplere , care evolueaza intre masa si tensiunea de alimentare. Un asemene circuit care furnizeaza simultan semnale sincrone, cu forme de unda diferite, poarta numele de generator de functii.

Se observa din relatia precedenta ca frecventa depinde si de tensiunea de alimentare. Pentru ca frecventa sa nu fie afectata de aceasta, se recomanda o buna stabilizare a tensiunii de alimentare sau obtinerea tensiunii de intrare ca o fractie din tensiunea de alimentare.