SURSE DE ALIMENTARE -area unui convertor "Flyback"

FACULTATEA DE ELECTRONICA, TELECOMUNICATII SI TEHNOLOGIA INFORMATIEI

SECTIA DE ELECTRONICA APLICATA

Proiect semestrial la disciplina

SURSE DE ALIMENTARE

Tema proiectului :

Proiectarea unui convertor "Flyback"

Introducere

Aparatura electronica are nevoie in functionare, in majoritatea cazurilor, de tensiuni continue de alimentare. In general, aceste tensiuni continue se obtin prin conversia tensiunii alternative a retelei de 50Hz, in tensiune continua, care se realizeaza cu ajutorul surselor de tensiune continua.

La fel ca in figura de mai jos, o sursa de tensiune continua se compune dintr-un transformator, un redresor, un filtru si un stabilizator :

In lipsa stabilizatorului, sursa se numeste sursa de tensiune continua nestabilizata, iar in prezenta stabilizatorului poarta denumirea de sursa de tensiune stabilizata.

Transformatorul are rolul de a separa de retea aparatul electronic alimentat de sursa de tensiune continua. De asemenea, el modifica tensiunea retelei la valoarea necesara pentru a obtine o anumita tensiune continua.

Redresorul este un circuit care contine cel putin un element neliniar capabil sa transforme tensiunea alternativa intr-o forma de unda cu componenta continua diferita de zero. Pe langa componenta continua, la iesirea redresorului se obtine si o componenta variabila numita "ondulatie".

Filtrul are rolul de a atenua ondulatiile tensiunii redresate. Tensiunea ce se obtine la iesirea filtrului, adica tensiunea furnizata de sursa nestabilizata, este dependenta de tensiunea de intrare (a retelei), de sarcina si de temperatura.

Stabilizatorul are rolul de a face ca tensiunea la iesirea sursei stabilizate sa fie independenta de acesti factori si sa se apropie cat mai mult de o tensiune continua.

In multe aplicatii, se impune introducerea unui transformator in structura convertorului cc-cc, in vederea realizarii unei izolatii galvanice intre intrare si iesire. De exemplu, in convertoarele alimentate direct de la retea aceasta izolare este impusa de standarde interne si internationale. In mod normal, aceasta izolatie s-ar putea obtine utilizand un transformator la frecventa retelei de 50Hz. Datorita faptului ca marimea si greutatea acestui transformator este invers proportionala cu frecventa, este de preferat sa-l incorporam direct in structura convertorului, facandu-l astfel sa lucreze la frecvente de zeci sau chiar sute de kHz, dimensiunile sale fizice scazand semnificativ.

De asemenea, sunt situatii cand trebuie convertita o tensiune continua intr-o alta tensiune continua, raportul intre cele doua fiind foarte greu de obtinut cu un simplu convertor cc-cc. In aceste situatii utilizarea unui transformator este absolut necesara. In sfarsit, utilizarea transformatoarelor in structura convertoarelor cc-cc permite obtinerea iesirilor multiple prin simpla adaugare a unor infasurari suplimentare.

De multe ori sunt necesare si sisteme auxiliare de alimentare, in cadrul surselor principale, sisteme ce asigura energia necesara alimentarii circuitelor de comanda si control. Adesea, aceste circuite trebuie sa asigure si izolare galvanica. Alegerea acestora trebuie facuta cu grija, influentand in mod direct intreaga strategie de proiectare. Cel mai adesea, aceste surse auxiliare se realizeaza pe baza convertoarelor "Flyback" autooscilante. Deoarece in general puterea ceruta acestor surse auxiliare este mica, se pot implementa topologii foarte simple si ieftine.

Tema proiectului de fata propune proiectarea unui convertor "Flyback", capabil sa indeplineasca urmatoarele caracateristici:

      Tensiunea de intrare: U_I= 215V.

      Tensiunea de iesire: U_S = 9V.

      Riplul tensiunii de iesire: DU_S = 220mV.

      Puterea continua: P_CC = 40W.

      Puterea maxima: P_max = 60W.

      Perioada de comutatie: T = 12,50s.

      Randamentul: η = 85%.

      Variatia tensiunii de intrare: 15%.

      Protectie la scurtcircuit.

      Protectie la supraincalzire tranzistorul de putere se va bloca cand temperatura radiatorului acestuia va ajunge la 80C.

Marele avantaj al acestui tip de convertor consta in faptul ca este cel mai ieftin si simplu convertor cu izolare galvanica, avand nevoie doar de un singur element inductiv.

Schema electrica echivalenta

Breviar teoretic

v     Convertorul cc-cc "Flyback" cu izolare galvanica :

In schema electrica de principiu se poate observa ca atunci cand tranzistorul T conduce, dioda D este blocata si intreaga energie este stocata in primarul transformatorului T_R (curentul din primar creste). In momentul in care tranzistorul T intra in blocare, tensiunea pe infasurarile transformatorului se inverseaza, dioda D incepe sa conduca, energia stocata in transformator fiind acum transmisa spre iesire (scade curentul in secundar).

Se va analiza functionarea in regim stationar, distingandu-se doua moduri de functionare :

a.)    conductie neintrerupta;

b.)    conductie intrerupta;

Formele corespunzatoare de unda sunt prezentate in figura de pe pagina urmatoare.

Prin raportare la secundarul transformatorului, schema convertorului "Flyback" se reduce la un circuit inversor ("Buck-Boost").

Ca urmare, relatiile ce descriu functionarea convertorului "Flyback" in cele doua regimuri de conductie, se obtin din cele deduse in cazul convertorului "Buck-Boost", prin inlocuirea tensiunii U_I cu valoarea , n fiind raportul de transformare primar/secundar.

a.)    Functionarea in conductie neintrerupta :

In figura de mai jos s-a reprezentat forma curentului i_L reflectat in secundar. In realitate, curentul curge alternativ in primar si secundar, astfel incat transformatorul convertorului "Flyback" nu transporta energie continuu ca un transformator obisnuit; el acumuleaza energie in prima parte a ciclului (durata T_C) si o evacueaza spre sarcina in partea a doua (durata T_B).

Cand tranzistorul T conduce, tensiunea in secundar va fi iar panta curentului reflectat in secundar va fi

Cu T blocat, tensiunea secundara este U_S si panta curentului descrescator va fi

In acest regim de conductie, curentul reflectat in secundar i_L nu atinge valoarea zero pe durata unei perioade de comutatie, asa cum se vede in figura de mai jos :

Tensiunea de iesire functie de tensiunea de intrare se obtine din relatia :

unde : este factorul de umplere.

Timpul de conductie T_C si cel de blocare T_B se determina cu relatiile :

De aici rezulta ca, pentru regim de conductie neintrerupta, tensiunea de iesire este independenta de sarcina. De asemenea, forma curentului prin transformator nu se schimba odata cu I_S, ci doar se deplaseaza in sus sau in jos, dupa cum I_S creste sau scade.

Curentul de sarcina, reprezentand valoarea medie a curentului prin dioda este :

Valoarea minima, respectiv maxima a curentului i_L se obtine din :

Daca I_S scade spre o valoare limita I_SL, curentul I_Lmin devine zero si convertorul se afla la limita conductiei neintrerupte. Curentul de sarcina I_SL, se determina din relatia :

Cand tensiunea de intrare variaza de la U_Imin la U_Imax, factorul de umplere variaza de la _max la _min in ideea mentinerii constante a tensiunii de iesire. Curentul I_SL atinge valoarea maxima atunci cand _min. Ca urmare, relatia de mai sus devine :

b.)    Functionarea in conductie intrerupta :

Daca I_S<I_SL, convertorul intra in regim de conductie intrerupta.

Panta pozitiva a curentului nu se schimba, dar cea negativa devine mai abrupta cu descresterea I_S, deoarece U_S creste, asa cum se poare vizualiza in figura de mai jos :

Daca se noteaza :

atunci tensiunea de iesire normata, respectiv curentul de sarcina normat pentru conductie intrerupta, avem :

In figura de mai jos sunt reprezentate caracteristicile de iesire; linia gri curbata reprezinta limita dintre cele doua moduri de functionare :

Dimensionarea elementelor componente :

      Transformatorul T_R :

Transformatorul nu lucreaza ca unul obisnuit, ci combina functiile unui transformator cu cele ale unui soc, ce are ca scop acumularea de energie.

Valoarea minima a inductivitatii L a secundarului transformatorului T_R, necesara pentru evitarea regimului neintrerupt se determina din relatia :

Tinand cont de relatia si de faptul ca in regim de pornire, tensiunea de intrare maxima poate corespunde cu factorul de umplere maxim, raportul de transformare n este :

Volumul socului este dat de expresia :

I_Lmax este determinat de sarcina, iar _e si B_max (permeabilitatea efectiva si inductia maxima in soc) depind de material.

Variatia Beste determinata de riplu I_Lmax-I_Lmin; B_max corespunde curentului I_Lmax :

Asigurand un B mic, pierderile in fier se micsoreaza.

Numarul de spire din secundar se determina cu relatia :

unde A_L este inductivitatea specifica.

      Tranzistorul T :

Tranzistorul T trebuie sa fie astfel ales incat sa suporte tensiunea U_Tmax care poate sa apara in timpul functionarii, precum si curentul maxim de colector. Curentul maxim prin tranzistor si tensiunea    colector-emitor maxima, sunt date de relatiile :

      Dioda D :

Valoarea medie a curentului prin dioda este chiar curentul de sarcina I_S, iar valoarea maxima a curentului si tensiunea inversa maxima sunt date de relatiile :

      Condensatorul de iesire C :

Valoarea condensatorului este determinata de riplul permis la iesire si de raspunsul tranzitoriu dorit. De asemenea, trebuie sa se verifice ca valoarea efectiva a curentului prin condensator nu depaseste valoarea permisa data in foile de catalog.

Curentul si tensiunea pe condensator sunt reprezentate in figura cu formele de unda de la inceputul capitolului curent (pag. 8), neglijandu-se rezistenta echivalenta a condensatorului. Capacitatea necesara in functie de valoarea impusa a riplului U_S se poate calcula cu formula :

Valoarea efectiva a curentului prin condensator este data de relatia :

v     Convertorul cc-cc "Flyback" autooscilant :

Schema de principiu a acestui tip de convertor este prezentata in capitoulul 2, la pagina 5, iar in figura de mai jos sunt reprezentate formele de unda pentru doua moduri de functionare, ce vor fi explicate in cele ce urmeaza :

Presupunem condensatorul C₁ incarcat initial la o tensiune negativa. Curentul ce trece prin R₁ incarca C₁ la o tensiune ce tinde spre tensiunea de alimentare U₁. Cand U_C1 atinge aproximativ 0,5V (la momentul t₁), un mic curent incepe sa curga prin R₂, tranzistorul T₁ se deschide, astfel ca U_CE, care inital era aproximativ egal cu U_I, incepe sa scada rapid, astfel incat, intreaga tensiune U_I cade pe infasurarea (2) a transformatorului. Reactia pozitiva realizata prin cuplajul dintre infasurarea (2) si (1) actioneaza, ducand la saturarea rapida a tranzistorului T₁. Valoarea de varf a curentului de baza va fi :

unde : n₁, n₂ reprezinta numarul de spire al infasurarilor (1), respectiv (2).

Curentul prin T₁ creste liniar conform relatiei :

unde : L₂ reprezinta inductivitatea infasurarii (2) a transformatorului.

Curentul de baza i_B va scadea exponential cu o constanta de timp egala cu C₁, R₂. Acest proces continua pana cand, curentul de baza nu mai poate sustine tranzistorul in starea de saturatie (momentul t₂). In acest moment T₁ iese din starea de saturatie, U_CE creste, tensiunea indusa in infasurarea (1) scade si ca urmare reactia pozitiva actioneaza rapid facand ca i_C sa scada spre zero.

Energia stocata in perioada de conductie (T_C) a tranzistorului T₁ este

Aceasta energie determina inversarea tensiunilor in infasurarile transformatorului, in momentul cand tranzistorul se blocheaza, determinand deschiderea diodei D₁ si evacuarea energiei acumulate spre sarcina (pe durata T_B1). Curentul prin dioda descreste liniar dupa legea :

unde : L₃ reprezinta inductivitatea infasurarii (3), iar U_D1 reprezinta caderea de tensiune pe D₁.

Valoarea capacitatii C₂ se presupune suficient de mare, astfel incat riplul tensiunii de iesire este mic si valoarea medie a curentului i_D este egala cu valoarea curentului de sarcina I_S. Cand i_D a cazut la zero, in momentul t₃, caderea de tensiune suplimentara din colectorul tranzistorului T₁, U_S(n₂/n₃), se anuleaza. Daca sistemul lucreaza in modul 1, tranzistorul comutator T₁ ramane in starea de blocare un timp T_B2, pana cand tensiunea pe condensatorul C₁ devine suficienta pentru a aduce tranzistorul T₁ in starea de conductie (momentul t₄).

Daca condensatorul C₁ este incarcat suficient de repede, astfel incat in momentul t₃ tranzistorul sa comute, sistemul lucreaza in modul 2. Metoda de comanda prezentata are dezavantajul unor pierderi mari de putere. Cand tranzistorul este adus in stare de conductie (momentul t₁), curentul de baza este maxim, deci, mult mai mare decat ar fi necesar pentru a sustine curentul de colector, care este foarte mic. In schimb, in momentul t₂, inaintea blocarii tranzistorului, curentul de colector este maxim, iar cel de baza este minim. Aceasta face ca U_CEsat sa aiba o valoare mare in acest moment, ceea ce produce o mare disipatie de putere. De asemenea, o putere suplimentara se pierde in circuitul de coamanda al bazei.

C₁ este descarcat spre o valoare negativa de curentul de baza al tranzistorului T₁. Daca timpul de conductie al tranzistorului este aproximativ egal cu timpul de blocare, dupa cum se intampla in majoritatea cazurilor, atunci C₁ trebuie incarcat la valoarea de start aproximativ in acelasi timp. Curentul de incarcare trebuie asigurat prin R₁, direct de la sursa de alimentare U_I, determinand o pierdere considerabila de putere.

Aceasta metoda mai prezinta dezavantajul ca timpul de conductie al tranzistorului T₁ depinde de factorul sau de amplificare in curent ( ). Valoarea de varf a curentului de colector nu este astfel bine definita si pentru a mentine tensiunea de iesire constanta, frecventa de lucru trebuie sa varieze in limite largi. Mai mult, daca tensiunea de intrare se schimba, atunci avem o schimbare proportionala a curentului de varf.

Astfel, daca tensiunea de intrare se dubleaza, atunci curentul de baza va fi de asemenea dublu, permitand sustinerea unui curent de colector dublu la momentul t₂. De asemenea, viteza de crestere a curentului va fi de doua ori mai mare. Deoarece curentul de colector se dubleaza, rezulta ca energia stocata creste de aproximativ patru ori, timpul de conductie T_C ramanand acelasi.

Mare parte a dezavantajelor intalnite in aceasta strucutra pot fi eliminate prin utilizarea unei comenzi proportionale realizata cu un transformator de curent.

v     Convertorul cc-cc "Flyback" autooscilant cu transformator de curent :

Schema de principiu a acestui tip de convertor este prezentata in capitolul 2, la pagina 6, iar formele de unda corespunzatoare, sunt reprezentate in figura de mai jos :

Pornirea oscilatiei sistemlui se asigura cu impulsuri de start aplicate in baza tranzistorului T, care este astfel adus in conductie. Primarul transformatorului de curent Tr₂, avand un numar mic de spire, este strabatut de curentul de colector i_C. Secundarul transformatorului Tr₂ are un numar mare de spire n₂ si alimenteaza baza tranzistorului T prin rezistenta de mica valoare R_B cu un curent proportional cu curentul de colector. Cand acest curent depaseste o anumita valoare tradusa printr-o cadere de tensiune pe rezistenta R_B, blocul de comanda actioneaza asupra unui comutator S ce scurtcircuiteaza jonctiunea baza-emitor a tranzistorului T.

Se face precizarea ca blocarea tranzistorului T nu are loc instantaneu, ci intr-un anumit interval de timp necesar pentru evacuarea sarcinilor stocate in baza.

In acest interval, curentul de baza este negativ, anulandu-se odata cu epuizarea sarcinilor stocate in baza.

Cand nu trece curent prin el, comutatorul S se blocheaza.

Expresia curentului de baza furnizat de transformatorul de curent este :

Deoarece caderea de tensiune pe primarul transformatorului de curent este :

este mica in raport cu tensiunea de intrare, curentul prin primarul transformatorului Tr₁ variaza liniar.

Dupa cum se vede in figura cu formele de unda, curentul de colector creste in intervalul t₁-t₂ pana cand caderea de tensiune pe R_B atinge valoarea :

In acest moment, tranzistorul T se blocheaza, iar energia stocata in transformatorul Tr₁ este evacuata spre sarcina prin dioda D.

Cand toata energia stocata este evacuata, caderea de tensiune Tr₁ se anuleaza (in momentul t₃). Sistemul ramane in stare de asteptare pana cand un nou impuls de start soseste (mometul t₄).

Aceasta metoda de comanda a tranzistorului T, cu un curent de baza proportional cu curentul de colector, are cateva avantaje fata de metoda simpla de comanda cu un curent de baza constant.

Cele mai semnificative sunt :

      Se asigura in baza tranzistorului T curentul de care acesta are nevoie pentru a se mentine in saturatie. De exemplu, daca raportul n₂:n₁ este 20:1, curentul de baza este intotdeauna (1/20)i_C indiferent de valoarea i_C, astfel incat tranzistorul T are U_CEsat de valoare mica pe intreaga durata de conductie.

      Deoarece tensiunea de prag U_P depinde de R_B, curentul I_Cmax este definit cu acuratete fiind independent de tensiunea de intrare :

      Nu este nevoie de o sursa suplimentara pentru alimentarea circuitului de comanda. Energia pentru comanda bazei este extrasa din circuitul colectorului si nu este afectata de variatiile tensiunii de intrare.

Acest lucru determina evitarea pierderilor de putere ce apar la tensiuni mari de intrare, intr-un circuit ce utilizeaza metoda de comanda conventionala.

Puterea impulsurilor de pornire este foarte mica, deoarece sistemul se va agata indata ce T a intrat in conductie. De asemenea, puterea luata din colector este mica, deoarece caderea de tensiune pe primarul transformatorului de curent este mica.

De exemplu, presupunand U_P≈0,7V, U_BEsat≈1,3V si n₂/n₁=1/20, avem :

care este de ordinul U_CEsat.

Deoarece curentul de colector maxim este constant, energia stocata in Tr₁ la sfarsitul unei perioade, este de asemenea constanta.

Se poate scrie relatia :

unde : L_P, P_S si T reprezinta inductivitatea primarului transformatorului Tr₁, puterea absorbita de sarcina si perioada de comutatie.

Relatia de mai sus reprezinta "bilantul energiilor pe durata unei perioade".

Tot din aceasta relatie, deoarece I_Cmax este constant, rezulta ca pentru un sistem cu o tensiune stabilizata, lucrand la un curent de sarcina constant, frecventa va ramane constanta indiferent de tensiunea de intrare.

Efectul cresterii tensiunii de intrare va fi reducerea timpului necesar pentru atingerea I_Cmax (intervalul T_C). Deoarece T_B1 ramane constant, fiind dat de relatia :

inseamna ca T_B2 va creste. L_S1 reprezinta inductivitatea secundarului transformatorului Tr₁.

Tensiunea de iesire ramane constanta pentru o sarcina fixa. Pentru a compensa pierderile din circuit la functionare normala, este necesara o reactie negativa ce va modifica frecventa impulsurilor de start si astfel frecventa de comutatie a sistemului.

Observatie: Pentru o sarcina variabila, frecventa este variabila.

4. Breviar de calcul

      Tensiunea de intrare: U_I= 215V.

      Tensiunea de iesire: U_S = 9V.

      Riplul tensiunii de iesire: DU_S = 220mV

      Puterea continua: P_CC = 40W.

      Puterea maxima: P_max = 60W.

      Perioada de comutatie: T = 12,50s.

      Randamentul: η = 85%.

      Variatia tensiunii de intrare: ∆U_I

      Protectie la scurtcircuit.

      Protectie la supraincalzire tranzistorul de putere se va bloca cand temperatura radiatorului acestuia va ajunge la 80C.

      Variatia tensiunii de intrare ∆U_I

U_Imin = 179,55V

U_Imax = 244,05V

unde : U_Imin - tensiunea minima de intrare;

U_Imax - tensiunea maxima de intrare;

U_DSsat - caderile de tensiune ce apar pe tranzistorul comutator;

U_Rpp - caderea de tensiune pe rezistenta de pierderi a primarului transformatorului;

      Tensiunea de iesire maxima U_S :

U_Smax = 9,9V

unde : U_Smax - tensiunea maxima de intrare

U_Dsat - caderile de tensiune pe dioda

U_Rps - caderea de tensiune pe rezistenta de pierderi a secundarului transformatorului;

      Transformatorul T_R :

δ_min = 0,51;

n = 25,65;

δ_max = 0,58;

I_Smin = 4,04A;

I_Smax = 6,06A;

P_Smin = 39,99W;

P_Smax = 59,99W;

L_Smin = 14,14H;

I_Lmin = 6,09A;

I_Lmax = 16,44A;

V_e = 2668,02mm³;

∆B = 0,18;

N_S = 10;

N_P = 257;

L_Pmin = 9,33mH;

unde : _min - factorul de umplere minim;

n - raportul de transformare;

_max - factorul de umplere maxim;

I_Smin - curentul de iesire minim

I_Smax - curentul de iesire maxim

P_Smin - puterea de iesire minima

P_Smax - puterea de iesire maxima;

L_Smin - inductivitatea secundarului

I_Lmin - curentul minim prin secundar

I_Lmax - curentul maxim prin secundar

V_e - volumul miezului de ferita;

- permeabilitatea vidului ( ₀=4

_e - permeabilitatea efectiva ( _e=50 )

B_max - inductia maxima de soc ( B_max=0,3 )

∆B - variatia inductiei

A_L - inductivitatea specifica ( A_L=140nH/sp² ), pentru miezul EC70 (intrefier de aproximativ de 3mm

N_S - numarul de spire din secundar

N_P - numarul de spire din primar

L_Pmin - inductivitatea primarului

      Tranzistorul T :

I_Tmax = 0,64A;

U_Tmax = 498,06V;

unde : I_Tmax - curentul maxim prin tranzistor

U_Tmax - tensiunea maxima prin tranzistor

Astfel s-a ales tranzistorul de putere SIPMOS, cu canal N, BUZ40B :

      Dioda D :

I_Dmax = 24,95mA;

U_Dmax = 19,41V;

unde : I_Dmax - curentul maxim prin dioda;

U_Dmax - tensiunea maxima prin dioda

Astfel s-a ales dioda de comutatie rapida, 1N4148 :

      Condensatorul de iesire C

C = 201,7F ≈ 200F;

T_B = 6,02s;

T_C = 6,47s;

I_S = 5,42A;

I_SL = 0,94A;

I_Cef² = 31,17A;

R_C ≤ 13,38m

unde : C - capacitatea condensatorului

T_B - timpul de blocare

T_C - timpul de conductie

I_S - curentul de sarcina

I_SL - curentul de sarcina ( atinge valoarea maxima cand δ _min

- factorul de umplere;

I_Cef² - valoarea efectiva a curentului prin condensator;

R_C - rezistenta condensatorului

5. Scheme electrice si simulari

      Schema electrica de baza :

Curentul prin tranzistor :

Curentul prin dioda :

Tensiunea de pe tranzistor :

Tensiune pe dioda :

Curentul prin condensatorul de iesire :

Tensiunea de iesire :

      Schema electrica a redresorului :

Tensiunea electrica de intrare, cea de iesire si riplul tensiunii :

      Schema electrica de protectie la supraincalzire :

Tensiunea de intrare :

Tensiunea de prag :

Tensiunea de iesire :

      Schema electrica de protectie la supracurent :

Tensiunile de intrare si iesire (starile portilor logice)

      Schema electrica finala a convertorului "Flyback" :

6. Plan de testare

Se alimenteaza montajul la o tensiune de 215V.

Cu ajutorul osciloscopului, se vizualizeaza si se masoara forma de unda a tensiunii din colectorul tranzistorului de putere BUZ40B.

Se vizualizeaza si se masoara forma de unda a curentului din baza tranzistorului de putere.

Se vizualizeaza si se masoara forma de unda a tensiunii baza - emitor a tranzistorului de putere.

Se vizualizeaza si se masoara curentul prin dioda 1N4148. Aceasta se face atat pentru o sarcina mare (in regim de conductie neintrerupta), cat si pentru o sarcina mica (in regim de conductie intrerupta).

Se masoara tensiunea de iesire pentru valori ale curentului de sarcina cuprinse intre 0-6A, pentru o tensiune de intrare constanta de 215V.

Se masoara tensiunea de iesire pentru diferite valori ale tensiunii de intrare, in domeniul 180-240V, la un curent de sarcina constant de 5A.

Se ridica caracteristica U_S = f (I_S), observandu-se momentul in care sursa intra in limitare.

Se ridica caracteristica U_S = f (U_I).

7. Cablaj

      Stratul TOP :

      Stratul BOTTOM :

8. Lista de materiale

8. Bibliografie

Ø      Electronica surselor de alimentare - Dorin Petreus

Ø      Surse in comutatie - Dorin Petreus, Serban Lungu

Ø      https://www.datasheetcatalog.com

Ø      https://en.wikipedia.org

Ø      https://www.dos4ever.com