1.Amplificatorului A1

Amplificatorul de baza este compus din trei etaje polarizate prin intermediul unor surse de c.c.:

Q1+Q2 etaj diferential de intrare (polarizat de sursa de curent     constant: Q3+R7);

Q4 etaj intermediar (de castig in tensiune), EC (polarizat de Q5);

Q6 etaj de iesire, repetor pe emitor (polarizat de sursa de curent: Q7 + D1 + R5).

- Schema electrica a amplificatorului A1.

Tranzioarele din etajul diferential Q₁,Q₂ vor functiona in mod simetric la un curent mai mic decat I_DSS

Alegem Q₁, Q_2, Q₃ de tipul BF256B V_T=(-1..-3V), I_DSS=6..13mA

Suma curentilor de drena ai Q1 este:

I_D1+I_D2=I_D3

Curentul ID3 este dat de ecuatiiile:

I_D3=

I_D3=I_DSS(1-)²

Alegem R₇=500W 1% tip RPM 3012

Pentru valorile tipice: IDSS = 8mA respectiv VT = -2V rezulta

ID3 = 2mA

Deci, in cazurile cele mai defavorabile avem:

(IDSS=6mA, VT=-3V) ID3 ≈ 1.6mA

(IDSS=13mA, VT=-1V) ID3 ≈ 2.9mA

Cum ID3 = 2mA intotdeuna tranzistoarele de intrare Q1 vor functiona la un curent static de drena mai mic decat IDSS/2.

I_D1=I_D1=1mA;

Vgs1= Vgs2 = -1.3V

Curentul prin Q1 este dat de relatia:

I_D1=ÞR₂==600W

Am ales R₂=590W 1% tip RPM 3012. Deci in limetele tolerantei vom avea:

I_D1,2min =1,01mA si I_D1,2max =1,03mA

V_GS1,2min = -0.62V si V_GS1,2max = -1.8V

De unde putem confirma curentul prin Q_1,2Tca fiind intotdeauna pozitiv.

Tranzistorul Q₄ va fi de tip BC177 cu parametrii:

V_CE=45V, I_c=100mA, V_BE=0,5V .. 0,7V la I=10mA

Curentul prin acest tranzistor va fi Ic4 = IDSS5 = 8mA ( Vgs5=0V ).

Q₅ este BF256B ( Idss = 6.. 13mA, Vt= -3.. -1V).

Compararea functionarii nesimetrice a Q₂,Q₁ se face prin R₆. Se alege R₆=1kW 20% tip P32384.

In cel mai nefavorabil caz (R6_min ,I_D3min) se poate compensa o tensiune

R1*ID3min = 1.2k*1.6 = 0.62V

V=1.2k*1,6mA-1,3V<(V_GS1- V_GS2)max=0,8V

Dioda D3 a fost aleasa astfel incat caderea de tensiune pe ea sa fie egla cu caderea de tensiune pe R2, adica Vbe4=0.6V.

D1 este tip 1N4148 cu Vdmin=0.62V si Vdmax=0.72V

Ar trebuii ca diodele D1 sa aiba curenti reziduali cat

mai mici. In consecinta alegem D1, D2 cu curenti reziduali foarte mici, de ordinul picoamperilor I0=100-600pA.

Deci diodele D1, D2 vor fi tip DP450 avand curent rezidual

I0=100-600pA. De asemenea, in scopul minimizarii variatiei tensiunii la bornele condensatorului pe perioada de memorare, amplificatorul A2 va avea tranzistoarele din etajul de intrare MOS sau

TEC-J. Pentru TEC-J BF256 curentii de poarta sunt cuprinsi in domeniul 2-200nA. Condesatorul C va fi cu Ta pentru a avea pierderi mici (tipic 100nA-500nA).

In consecinta, in cel mai defavorabil caz avem un curent total de pierderi (ITp) de circa 700nA. Acest curent va determina pe durata stocarii informatiei (ts = 300ms) o variatie a tensiunii la bornele condensatorului:

deltaU = 1.5V

Pentru gama de tensiuni ce vor fi stocate de catre C o eroare de 1% la cap de scala insemna 0.015V. Efectul curentilor de pierderi pe durata ts asupra lui C trebuie sa fie mai mic de 0.015V, deci

0.015V < | ∆uC| < 0.03V

∆uC| ≈ (ts ITp)/C < 0.0015V. Rezulta C =10uF.

Alegem C = 10uF(15%) tip 109D cu Tantal.

Curentul maxim dat de Q6 din etajul final pentru un semanal cu viteza de crestere de 50V/ms este dat de:

Ic6max = C*(dU/dt) + Ic7max

Deci pentru datele de proiectare in cel mai defavorabil caz Icmax=0.325A (alegand pentru Ic7 o valoare nominala de 10mA).

Alegem Q6,Q5 tip BD 615 (tranzistor Darlington beta=500-1200, Icmax=6A, Pdmax=7W ) pentru a nu influenta prin curent de baza etajul anterior (Ibmax=0.3/500=0.6mA<<Ic4=11mA). In cel mai defavorabil caz acest tranzistor disipa 0.3AX4.5V=1.35W (in interiorul ariei de securitate).

R4 se alege astfel incat sa protejeze Q6 in cazul unui scurtcircuit accidental la iesire.

Alegem R4= 4.3Ω (+/-10%) 30BJ901 si in cel mai defavorabil caz avem Ic6sc=10V/4.3Ω=2.06A < Icmax=6A.

Tranzistoarele Q6, Q7 trebuie sa functioneze in RAN, deci Vce6,7 = min 0.6V deci R5 = 0.6/10 = 60 ohmi. In consecinta alegem R5 = 62(+/-5%) ohmi de tipul RCG 1050.

Diodele D4, D5, vor fi de acelasi tip. Tranzistorul Q7 trebuie mentinut in RAN, de aceea caderea de tensiune pe ele va fi de

Id4,5 = 0.7V + 0.62V = 1.32V.

D1, D2 tip tip 1N4148 cu Vdmin=0.62V si Vdmax=0.72V

Pentru dimensionarea rezistentei R3 vom folosii:

E2-2*VD = Id4*R3, deci R3 va fi 4 /0.8 = 500ohmi.

Deci R3 este ales de tipul 30BJ250 de 510 (+/-10%) ohmi.

R1 = 10/3M = 3.9M( +/- 10%) tip 30BJ500

In continuare sunt prezentate calculele pentru demonstarea verificarii in regim nedistructiv a componentelor circuitului:

Vce6 = E1 - Ic6*R4 = 2.7V > Vbe rezulta Q6 in RAN

P6 = Vce6*Ic6 = 27mW in limita de siguranta.

Vce7 = 0 - E2 - R5*Ic7 = 2.38V > Vbe rezulta Q7 in RAN.

P7 = Vce7*Ic7 = 23mW in limita de siguranta.

Vce4 = E1 - R4*Ic6 - Vcb = 0.64V>Vbe rezulta Q4 in RAN.

P4 = Vce4*Ic4 = 48mW in limita de siguranta.

Vds5 = E1 - Vce4 = 6.3V>Vt deci Q5 functioneaza in regim de saturatie.

P5 = Vds*Idss5 = 50mW

Vds3 = 0 + 3V - Vgs1 - R6/2*Id1 - R7*Id3 = 2.8V, deci si Q3 functioneaza in regim de saturatie.

P3 = Vds3*Id3 = 56mW

Vds1 = E1 - Vbe4 + Vgs1 = 7.2V suficient de mare, Q1 in resigim de saturatie.

P1 = Vds1*Ids1=7mW.

Vds2=Vds1 = 7.2V, deci si Q2 in saturatie.

P2 = 7mW.

Schema de functinare in regim dinamic:

Schema retelei negative:

Rif = Vif/Iif atunci cand Vof = 0;

Rif = R6 + Rd1 + 1/gm

Rof=Vof/Iof atunci cand Vif = 0

Rof = ∞

Fv = Vif/Vof atunci cand Iif = 0

Fv = 1

av = Uo/Ui = (Uo/I1)(i1/i2)(i2/i3)(i3/i4)(i4/Vgsi)(Vgs/Vi)(Vi/Ui)

av = (-Rl)(beta6 + 1)(- beta4)(R2/(R2 + rpi4)(1/(rif + 1/gm))

Rl = 10ohmi

rif = R6 + rd1 + 1/gm2

rd1=mVth/Id1 = 5ohmi

gm2 = 4mA/V

rif = 1.25K

gm1 = 2.82mA/V

gm4 = 320mA/V

rpi4 = 0.6 K

Deci av = aprox 400

T = av*fv = 400>0

A= av/(1 + T) =1

Ri = (1 + T)ri

1/Ro = (1 + T)/ro - 1/Rl

Pentru amplificatorul in bucla deschisa avem:

ri = Vi/Ii = R1 = 3.9M (+/- 5%)

ro = Rl//(1/gm6) <0.3ohmi, deci pentru Rl impus de 1.5 ohmi gm6>4mA/V, deci 40Ic6>4, deci Ic6>0.1mA. Acest lucru este adevarat si nicazl tranzistorului tip darlington folosit la amplificatorul1.

Amplificatorului A2

Acest amplificator este un repetor pe emitor, ce are ca rol aducerea la iesirea circuitului a tensiunii de pe condensatorul C.

Ca si amplificatorul A1, amplifactorul A2 are aceeasi schema, compusa din cele 3 etaje detaliate mai sus, singura diferenta fiind etajul de iesire, acesta fiind dimensionat in functie de rezistenta de iesire ceruta.

Q1+Q2 etaj diferential de intrare (polarizat de sursa de curent     constant: Q3+R7);

Q4 etaj intermediar (de castig in tensiune), EC (polarizat de Q5);

Q6 etaj de iesire, repetor pe emitor (polarizat de sursa de curent: Q7 + D1 + R5).

Stabilizatorul

Alimentare pozitiva

Vref = + 7V

Tensiunea ce se va stabiliza la iesire este data de relatia

Vo = Vref R2/(R1 + R2)

Avem nevoie de Vo = +7V, deci vom alege R1, R2:

R1 = 27K, R2 = 5.6M (+/- 10 %) cu carbon.

T₁: 2N3055 b

V_Cemax=60V

I_cmax=15A

P_d=117W

Alimentare negativa

Avem nevoie de o tensiune stabila de Vo = -3V, data de relatia:

Vo = (Vref/2) * (R1 + R2)/R1

Stim ca Vref este -7V, am ales R1 = 20K, R2 = 15K (+/- 10%)

La iesire avem o tensiune Vo = -6V. In circuitul nostru avem nevoie de doar -3V, deci vom diviza Vo cu doua rezistente Ra si Rb amblele de 10K, obtinandu-se astfel tensiunea Vo = -3V.

T₂: 2N5872 b

V_Cemax=-80V

I_cmax=-7A

P_d=115W

Detectorul de Varf

-proiect D.C.E.-