Etaje de iesire contratimp clasa AB - sistem acustic HI-FI amplificatorul audio

Etaje de iesire contratimp clasa AB

Generalitati

In cadrul unui sistem acustic HI-FI amplificatorul audio de putere are o importanta deosebita: de el depinde fidelitatea redarii semnalului si, in acelasi timp, si puterea pe care acesta o poate livra sarcinii cu un factor de distorsiuni minim. Rolul unui amplificator audio de putere este se a debita puterea necesara in sarcina in conditiile unui randament energetic cit mai ridicat, unei puteri disipate cit mai mici a tranzistoarelor finale, unei amplificari de putere cit mai mari si unui factor de distorsiune cit mai redus.

Etajele amplificatoare de putere functioneaza de obicei in clasa A, B sau AB. Clasa de functionare a unui etaj este determinata de corelatia intre tensiunea de polarizare baza-emitor in repaus si amplitudinea semnalului la intrarea tranzistorului final. Etajele in clasa A asigura amplificari mai mari si distorsiuni mai mici decit cele din clasa B. De asemenea, etajele in clasa A se pot realiza cu un singur tranzistor, deci cu componente mai putine si mai ieftin. Pe de alta parte, etajele in clasa B asigura randamente mult mai ridicate si, prin aceasta, pot dezvolta puterea utila necesara cu tranzistoare avind puteri disipate mai mici si cu un consum mai redus decit etajele clasa A. Etajele clasa B sunt aproapre intotdeauna in contratimp deci utilizeaza cel putin doua tranzistoare; de asemenea necesita circuite speciale pentru asigurarea unor semnale de excitatie in antifaza. Un etaj clasa A este de recomandat cind trebuie asigurate distorsiuni foarte mici. In toate celelalte cazuri se vor prefera etajele contratimp clasa B, eventual intr-o clasa intermediara, AB. Etajele de excitatie pentru etajele clasa B sau AB se realizeaza in clasa A.

Necesitatea utilizarii unor etaje de iesire clasa AB

Etajele de iesire clasa B, desi avantajoase din punct de vedere al randamentului si consumului redus de curent de la sursa de alimentare, au propriile lor probleme. Astfel aceste etaje introduc distorsiuni de trecere, corespunzind trecerii conductiei de pe un tranzistor final pe celalalt. Ca urmare este necesar ca amplitudinea tensiunii de comanda sa creasca peste 0.6 V pentru ca tranzistoarele sa inceapa sa conduca. In consecinta exista un domeniu al tensiunilor de intrare de aproximativ 1.2V axat pe 0V (zona moarta) pentru care tensiunea de iesire ramine practic 0V ceea ce poate determina o distorsionare apreciabila a semnalului de iesire. Introducerea reactiei negative elimina efectul zonei moarte a caracteristicii de transfer corespunzatoare etajelor de iesire clasa B.

Se observa insa ca reducerea largimii zonei moarte depinde de valoarea amplificarii buclei de reactie si de aceea aceasta reducere poate fi insuficienta la frecvente ridicate pentru care amplificarea scade.

Ca urmare etajele de iesire clasa B pot fi utilizate cu succes in aplicatii de joasa frecventa; pentru a se obtine performante acceptabile la frecvente medii si inalte este necesara insa liniarizarea caracteristicii de transfer a etajului final.

Liniarizarea necesara se poate obtine printr-o prepolarizare a jonctiunii baza emitor a tranzistoarelor finale astfel incit acestea sa conduca un mic curent de colector in lipsa semnalului de intrare, ceea ce inseamna de fapt utilizarea tranzistoarelor finale intr-o clasa AB. Deoarece sarcina de prepolarizare a tranzistoarelor finale revine de obicei etajului prefinal, in continuare se va trece la analiza acestor etaje.

Comanda etajelor de iesire echipate cu tranzistoare complementare

Etajele prefinale sunt etaje ce lucreaza in clasa A. Ele trebuie sa asigure pe de o parte comanda etajelor finale in asa fel incit acestea sa aiba un factor de utilizare a tensiunii de alimentare cit mai apropiat de unitate, deci randament cit mai mare, si pe de alta parte polarizarea tranzistoarelor finale pentru a asigura functionarea lor in clasa AB in scopul reducerii largimii zonei moarte a caracteristicii de transfer.

Cea mai simpla polarizare a bazelor tranzistoarelor finale se poate face intoducind intre cele doua baze o rezistenta R, dupa cum se poate vedea in figura 3.1.

Caderea de tensiune de la bornele rezistentei R determina polarizarea bazelor tranzistoarelor finale pentru a asigura functionarea acestora in clasa AB. Utilizarea acestei scheme poate duce la aparitia anumitor dificultati.

Astfel, daca tensiunea dintre cele doua baze este prea mica caracteristica de transfer are in continuare o mica zona moarta si deci pot apare distorsiuni de trecere. Daca, dimpotriva, aceasta tensiune este prea mare apare pericolul ambalarii termice a tranzistoarelor finale; aceasta se datoreaza dependentei exponentiale a curentului de colector atit de tensiunea baza emitor cit si de temperatura.

Pentru a intelege procesul de ambalare termica se considera situatia in care jonctiunea baza emitor este polarizata cu o tensiune fixa astfel incit tranzistorul sa conduca un anumit curent de colector. Puterea astfel disipata incalzeste tranzistorul si deoarece s-a considerat polarizarea la tensiune baza emitor fixa, cresterea temperaturii tranzistorului determina crestera curentului de colector care conduce in continuare la cresterea temperaturii, s.a.m.d.

Daca cistigul acestei bucle de reactie termica pozitiva este mai mare decit 1, curentul de colector creste conducind la distrugerea tranzistoarelor. Pentru reducerea pericolului de aparitie a procesului distructiv de ambalare termica este necesar ca tensiunea aplicata pe bazele celor doua tranzistoare finale sa depinda de temperatura; aceasta inseamna ca polarizarea bazelor acestor tranzistoare trebuie astfel facuta incit curentul de colector de repaus sa ramina constant. Exista mai multe variante de scheme care asigura o asemenea comportare.

In figura 3.2 este prezentat un circuit de polarizare bazat pe utilizarea unui termistor R_T cu coeficient de temperatura negativ.

Prezenta rezistentelor R₁ si R₂ permite, in cazul unei proiectari corecte, obtinerea unei dependente liniare a valorii rezistentei grupului R_T R₂ de temperatura, necesara pentru a compensa dependenta de asemenea liniara a tensiunii baza emitor a tranzistoarelor finale de temperatura. Dioda D_z fiind o dioda Zenner are la bornele ei o tensiune constanta, ceea ce asigura obtinerea unei tensiuni de polarizare 2U_BE, independenta de valoarea curentului de colector a tranzistorului prefinal T₃. In sfirsit rezistenta R, reglabila, permite obtinerea curentului de repaus dorit in tranzistoarele finale. Schemele de tipul celei din figura 3.2, desi au performante relativ bune nu se preteaza a fi folosite in tehnologia monolitica. Ele se utilizeaza in amplificatoarele de putere realizate cu componente discrete.

O alta solutie consta in polarizarea bazelor tranzistoarelor finale prin utilizarea a doua jonctiuni polarizate direct, dupa cum este prezentat in figura 3.3.

Daca aceste jonctiuni au caracteristici identice cu ale jonctiunilor baza emitor a tranzistoarelor finale si sunt localizate in contact termic direct cu acestea se poate reduce esential dependenta curentului de repaus a tranzistoarelor finale de temperatura.

O si mai buna protectie impotriva procesului de avalansa termica se obtine prin introducerea unor mici rezistoare in serie cu emitoarele tranzistoarelor de putere. Caderea de tensiune pe aceste rezistoare reduce tensiunea baza emitor a tranzistoarelor si tinde astfel sa stabilizeze curentii de polarizare. Valoarea acestor rezistoare reprezinta un compromis intre cresterea stabilitati punctului de functionare, ceea ce necesita utilizarea unor rezistoare de valori mari, si obtinerea unei rezistente de iesire mici si a unui randament ridicat, cerinte care implica utilizarea unor rezistoare de valori mici. In mod uzual aceste rezistoare au valori in jur de 25Ω pentru amplitudini ale curentului de iesire pina la 20mA.

Circuitul din figura 3.3 are un dezavantaj principal si anume nu permite un control riguros al curentului de repaus al tranzistoarelor finale deoarece tensiunile corespunzatoare polarizarii directe a celor doua jontiuni sunt relativ fixe. Din acest punct de vedere ar fi ideal ca intre cele doua baze sa se foloseasca o dioda identica din pnctul de vedere al comportarii cu temperatura cu tranzistoarele finale dar cu o tensiune U_Dreglabila. O asemenea comportare se poate obtine utilizind circuitul din figura 3.4. in care T_C este un tranzistor identic cu tranzistoarele finale T₁ si T₂

Intr-adevar pentru trazistorul T_C neglijind curentul de baza se poate scrie:

sau

Relatia de mai sus (3.10) arata ca reglind raportul R_a / R_b se poate regla valoarea tensiunii U_CE, respectiv a tensiunii aplicate intre bazele celor doua tranzistoare, la orice valoare mai mare decit U_BE; din acest motiv configuratia cuprinsa in interiorul conturului punctat din figura 3.4. poarta denumirea de dioda multiplicata. Etajul de excitare a amplificatorului de iesire trebuie sa asigure pe linga polarizarea convenabila a tranzistoarelor finale si excitarea acestora astfel incit sa se obtina un randament cit mai apropiat de valoare teoretica maxima a acestuia, care dupa cum se stie este de 78,5%. In acest scop este necesar ca factorul de utilizare a tensiunii de alimentare sa fie cit mai apropiat de unitate. Deoarece tranzistoarele etajului final considerat lucreaza in conexiunea cu colector comun, valoarea corespunzatoare a tensiunii de comanda a etajului final este:

intrucit .

Avind in vedere ca etajul prefinal lucreaza in clasa A, obtinerea unei tensiuni de iesire reprezentind tensiunea de comanda u_IF a etajului final, mai mare decit Ec implica utilizarea unor surse de alimentare E_C a etajului prefinal mai mari decit ale etajului final.

Aceasta situatie, necesitind utilizarea unor tensiuni de alimentare diferite, pentru etajul final si etajul prefinal, este evident neconvenabila. De aceea in continuare se va analiza situatia corespunzatoare alimentarii etajului prefinal de la aceeasi sursa de alimentare ca si a etajului final pentru care valoarea maxima a factorului de utilizare a tensiunii de alimentare va fi deci mai mica decit valoarea maxima posibila, egala cu (E_C - U_Cesat) / E_C din considerentele expuse anterior, adica datorita amplificarii in tensiune usor subunitare a etajului de iesire.

In figura 3.5 este prezentata schema unui etaj prefinal cu sarcina rezistiva care comanda un etaj cu tranzistoare complementare lucrind in conexiunea cu colectorul comun ambele etaje fiind alimentate de la aceleasi surse de alimentare.

Circuitul de polarizare a bazelor tranzistoarelor de iesire, putind fi oricare din circuitele prezentate anterior, a fost reprezentat simbolic. Un asemenea etaj are dezavantajul ca introduce o limitare suplimentara in amplitudinea tensiunii de comanda a tranzistoarelor finale. Pentru a intelege aceasta limitare principiala in figura 3.6 s-au reprezentat in planul caracteristicilor de iesire a tranzistorului prefinal T₃ dreapta de sarcina statica, corespunzatoare rezistentei de colector R_C si dreapta de sarcina dinamica, trecind prin punctul de functionare Q (E_C, I_C3) si avind o inclinare R_l3 = R_C R_IF, unde R_IF reprezinta rezistenta dinamica de intrare in etajul final.

Deoarece R_l3 < R_C rezulta ca excursia pozitiva a tensiunii de iesire din etajul prefinal este limitata la valoarea: U_C3max = I_C3 R_l3 pentru care tranzistorul T₃ se blocheaza. Aceasta evident ca limita si excursia pozitiva a semnalului de iesire la aproximativ aceeasi valoare, neglijind tensiunea baza emitor a lui T₁. Aceasta inseamna de fapt ca etajul prefinal nu poate aduce tranzistorul T₁ final in saturatie; ca urmare se reduce deci si factorul de utilizare a tensiunii de alimentare pozitive a etajului final. Un alt dezavantaj al schemei din figura 3.5 este ca etajul prefinal , lucrind la semnal mare, introduce distorsiuni mari datorita caracteristicii sale de transfer exponentiale, deci puternic neliniare.

In plus desi, dupa cum s-a aratat, etajul final ca atare nu introduce distorsiuni, procesul de distorsionare nu este complet independent de neliniaritatile tranzistoarelor finale, care se reflecta asupra etajului prefinal prin incarcarea acestuia cu o sarcina variabila.

Pentru amelioarea factorului de utilizare a tensiunii de alimentare a schemei din figura 3.5 o solutie ar fi alegerea unei rezistente de colector R_C suficient de mici pentru ca: R_l3 = R_C R_IF - R_C.

Micsoarea rezistentei R_C conduce insa la cresterea curentului de colector I_C3 si implicit a consumului de la sursa de alimentare pozitiva; totodata va creste si puterea disipata de T₃ ceea ce determina atit cresterea ariei de siliciu ocupate si deci a pretului de cost al tranzistoarelor cit si agravarea problemelor de stabilitate termica. De aceea, schema prezentata in figura 3.5 nu se poate folosi decit in cazuri particulare si numai la puteri mici.

Pentru marirea tensiunii de iesire nedistorsionate din etajul prefinal, deci implicit pentru marirea factorului de utilizare a tensiunilor de alimentare, se pot folosi o serie de scheme

O astfel de schema, prezentata in figura 3.7 (a) se bazeaza pe bootstrap-area rezistentei de colector a tranzistorului prefinal.

Aceasta consta in divizarea rezistentei R_C in doua rezistente R_C si R_C astfel incit suma R_C + R_C = R_C situatie in care dreapta de sarcina statica in planul caracteristicilor de iesire ramine neschimbata.

Se obtine imediat o conexiune bootstrap prin introducerea unui condensator C intre punctul comun celor doua rezistoare R_C si R_C si borna de iesire, condensator care trebuie sa aiba o reactanta foarte mica, deci sa fie practic scurtcircuit in domeniul frecventelor de lucru ale schemei.

In figura 3.7 (b) s-a desenat circuitul de curent alternativ corespunzator schemei din figura 3.7 (a), valabil in semiperioada corespunzatoare excitarii tranzistorului T₂, in ipoteza neglijarii rezistentei dinamice a circuitului de polarizare; dupa cum se observa rezistenta de sarcina dinamica a tranzistorului pilot T₃ devine:

in care r_x2, r_π2 si 2 reprezinta parametrii tranzistorului final iar R_l= R_l R_C. Aceeasi relatie se poate scrie si pentru semiperioada de excitare a tranzistorului T1.

In figura 3.8 s-au reprezentat din nou dreptele de sarcina statice si dinamice in planul caracteristicilor de iesire ale tranzistorului T₃ in ipotaza R_l3 > R_C, situatie posibil a fi realizata intodeauna. Dupa cum se observa s-au obtinut o serie de avantaje importante fata de schema din figura 3.5.

Astfel mai intii excursia pozitiva maxima a tensiunii de iesire u_o3 este E_c ceea ce permite aducerea tranzistorului T₁ a etajului final in saturatie si deci o ameliorare neta a factorului de utilizare a sursei de alimentare pozitive. In al doilea rind excursia maxima i_{ex max} a curentului de colector a tranzistorului T₃ este mai mica decit curentul de colector de repaus I_C3 . Daca disipatia tranzistorului T₃ admite ca i_{ex max} << i_C3 este satisfacuta conditia de lucru la semnal mic si astfel problema distorsionarii semnalului de catre etajul pilot, problema foarte importanta de altfel pentru etaje simple, de tipul celui din figura 3.5, se reduce considerabil.

Dupa cum a reiesit din analiza funtionarii etajului prefinal cu rezistenta de colector bootstrap-ata din figura 3.7, acest etaj are o serie de avantaje importante. Singurul dezavantaj este faptul ca functionarea acestui etaj are loc numai atita vreme cit reactanta condensatorului C este foarte mica astfel incit sa poata fi considerat practic scurtcircuit. In general aceasta conduce la valori foarte mari (sute, mii de microfarazi) pentru frecvente de ordinul hertilor ceea ce implica utilizarea unor condensatoare electrolitice. Din acest motiv schema din figura 3.7, care are performante foarte bune, este utilizabila cu precadere la realizarea amplificatoarelor cu componente discrete.

Etaje de iesire contratimp cu tranzistoare de acelasi tip

Etajele de iesire analizate anterior au fost etaje realizate cu tranzistoare finale complementare; aceste etaje au un mare avantaj si anume: etajul prefinal este foarte simplu deoarece nu necesita semnale de comanda in antifaza pentru obtinere functionarii in contratimp a tranzistoarelor finale. In unele situatii, d.p.v.d tehnologic, al costului, etc. este necesar sa se realizeze etaje de iesire cu tranzistoare de acelasi tip.

In figura 4.1 este prezentata schema de principiu a unui etaj de iesire realizat cu doua tranzistoare finale de tip npn conectate in serie; functionarea in contratimp a acestui etaj implica utilizarea a doua semnale in antifaza pentu comanda celor doua baze ale tranzistoarelor finale. Deci specific etajului prefinal, in acest caz, este ca el va trebui in primul rind sa asigure functionarea celor doua tranzistoare finale in aceeasi conexiune, pentru ca ambele semialternante sa fie amplificate in mod egal.

O solutie foarte simpla care permite satisfacerea ambelor cerinte impuse circuitului de comanda a eajului final consta in utilizarea unui transformator cu doua infasurari secundare separate (figura 4.2); cele doua infasurari secundare separate asigura funtionarea ambelor tranzistoare finale in conexiunea cu emitorul comun.

Polarizarea tranzistoarelor finale in calsa AB este realizata prin intermediul divizorului rezistiv R₁, R₂, R₃ si R₄. Acest divizor asigura totodata mentinerea tensiunii de iesire de repaus la o valoare egala cu jumatatea tensiunii de alimentare.

Inversarea de faza necesara comandarii in contratimp a tranzistoarelor finale se poate obtine utilizind un etaj de amplificare suplimentar cu sarcina distribuita.

In figura 4.3 este prezentat un astfel de etaj defazor comandind un etaj final relizat cu tranzistoare in conexiune Darlington. Condensatorul C s-a introdus pentru a obtine functionarea dubletului Darlington de sus in conexiunea emitor comun ca si cel de jos (eliminind astfel utilizarea transformatorului care este o solutie ineficienta).

Un dezavantaj al schemei o reprezinta disipatia mare in reapus a tranzistorului T₅.

In figura 4.4 este prezentata schema unui etaj de iesire de tip "totem-pole" care foloseste doua tranzistoare de putere npn.

Functionarea acestui circuit se explica observind ca tranzistorul T₂ si dioda D₂, care este de fapt tot un tranzistor legat ca o dioda, nu pot conduce simultan, avand aplicata in paralel cu ele o tensiune egala cu U_{BE on}, de la dioda D₁, in loc de 2 U_{BE on}. Se observa ca dioda D₁ si tranzistorul T₁ conduc tot timpul, ceea ce corespunde unei functionari in clasa A in timp ce tranzistorul T₂ si dioda D₂ conduc fiecare cite o semiperioada, ceea ce corespunde unei functionari in clasa B.

Aceasta inseamna ca in timpul semiperioadei negative a semnaului de iesire numai tranzistorul T₁, in conexiunea cu emitorul comun, debiteaza curent in sarcina pe cand in timpul semiperioadei pozitive puterea in sarcina este furnizata de repertorul pe emitor T In figura 4.5 sunt prezentate semicircuitele de curent alternativ corespunzatoare celor doua semialternante ale tensiunii de iesire.

Pentru analiza funtionarii etajului se considera mai intii situatia in care U_i este suficient de negativ fata de valoarea sa de repaus pentru ca tranzistorul T₁ sa fie blocat adica i_C1= 0. Aceasta inseamna ca diodele D₁ si D₂ trebuie sa fie amindoua blocate si deci intregul curent a lui T₃ este furnizat in baza lui T Deci valoarea maxima a tensiunii de iesire pozitive este: U_pomax =E_c - U_{CE sat3} - u_BE2 , ceea ce inseamna ca pentru obtinerea tensiunii de iesire pozitive maxime, T₃ trebuie sa se satureze. Se observa ca tranzistorul T2 nu se poate satura deoarece configuratia circuitului nu permite ca tensiunea aplicata pe baza lui T₂ sa depaseasca valoarea tensiunii sursei de alimentare pozitive la care este conectat colectorul lui T

Conditia ca T₃ sa poata fi saturat este ca valoarea curentului de colector de repaus a sa sa fie mai mare decit valoarea curentului de baza a lui T₂ cind u_o =U_pomax, deci I_C3 >I_b2max

Din circuitul echivalent de curent alternativ corespunzator semialternantei pozitive a tensiunii de iesire rezulta:

U_pomax=I_e2R_l=(β₂+1)R_lI_b2

Din relatiile anterioare (**) rezulta conditia ce trebuie impusa curentului de

repaus a tranzistorului T₃:

Daca inegalitatea (*) nu este indeplinita U_pomax se va limita la o valoare mai mica decit cea data de relatia ( ) si tranzistorul T₃ nu se va putea satura.

Se considera in continuare ca tensiunea u_i devine suficient de pozitiva pentru a aduce tranzistorul T₁ in conductie si deci a produce un curent finit i_C1. Deoarece baza lui T₂ este mai pozitiva decit emitorul sau, rezulta ca dioda D₁ se deschide inaintea diodei D₂; daca D₁ este deschisa inseamna ca dioda D₂ este blocata avind o tensiune de zero volti la bornele ei. Curentul i_C1 va curge deci prin dioda D₁ fiind "tras" din tranzistorul T₃ care s-a considerat ca este saturat. Astfel tranzistorul T₃ poate fi eventual scos din saturatie pe masura ce i_C1 creste si atunci tensiunea U₂ de pe baza lui T₂ va scadea. Deoarece T₂ lucreaza ca un repetor pe emitor tensiunea de iesire U_o va urmari tensiunea U Aceasta functionare corespunde semiperioadei pozitive a tensiuni de iesire pentru care T₁ lucreaza ca tranzistor de comanda a tranzistorului final T₂ (figura 4.5 (a) ).

Cind tensiunea de iesire u_o este adusa la zero, curentul prin sarcina este zero, deci si i_C2 = i_O = 0 ceea ce inseamna ca T₂ se blocheaza. Ca uramre I_C3 = I_C1 si deci tot curentul de polarizare I_C1 trece prin D₁ in T₁. Crescand in continuare I_C1, u_o ramine constant la 0V pina ce tensiunea U₂ este adusa si ea la la 0V; cind U₂ = 0, U₁ devine negativ si egal cu U_BEon ceea ce determina deschiderea diodei D Deoarece curentul prin dioda D₁ este fixat de T₃ rezulta ca o crestere in continuare a curentului i_C1 face ca tranzistorul T₁ sa "traga" curent prin dioda D₂ din sarcina ceea ce corespunde semialternantei negative a tensiunii de iesire pentru care T₁ lucreaza ca tranzistor final (figura 4.5 (b) ). Valoarea maxima a tensiunii de iesire negative corespunde saturarii tranzistorului T1 fiind deci:

U_nomax=-E_c+U_Cesat1+U_D2,

unde U_D2 reprezinta caderea de tensiune pe dioda D₂ corespunzatoare polarizarii ei in sens direct. Functionarea dinamica a etajului de iesire fiind puternic nesimetrica, dupa cum a reiesit din discutia precedenta, da nastere unei caracteristici de transfer U_o= f (I_C1) neliniare, avind aspectul din figura 4.6.

Pentru valori pozitive ale tensiunii de iesire pauta caracteristicii de transfer corespunzatoare factorului de transfer de semnal mic este (figura 4.5 (a :

||||

in care s-a neglijat rezistenta dinamica a diodei D₁.

Similar pentru valori negative ale tensiunii de iesire panta cresterii de transfer este, dupa cum rezulta din figura 4.5 (b):

||

Se observa existenta unei zone moarte corespunzatoare trecerii conductiei de pe tranzistorul T₂ pe dioda D Aceasta zona moarta poate fi eliminata adaugind in serie cu D₂ o dioda. Pentru liniarizarea caracteristicii de transfer in practica este necesar sa se utilizeze o reactie negativa puternica, care totodata reduce si distorsiunile de trecere.

Caracteristica de transfer U_o= f (u_I) este mai neliniara decit cea din figura 4.6 datorita dependentei exponentiale a curentului de colector I_C1 de tensiunea u_i. Etajul de iesire din figura 4.4 este folosit in circuitele integrate de putere.

Protectia la scurtcircuit a tranzistoarelor etajelor de iesire

Un alt aspect important, specific etajelor de iesire, este necesitatea protejarii tranzistoarelor finale astfel incit acestea sa nu se distruga in eventualitatea unui scurtcircuit la iesire.

Rezulta deci necesitatea limitarii curentului de iesire al etajului final lucrind in conditii de scurtcircuit astfel incit puterea disipata de tranzistoarele finale sa nu depaseasca puterea disipata admisibila.

Exista o serie de circuite de limitare a curentului de iesire a tranzistoarelor finale diferind intre ele prin precizia limitarii si complexitate. Precizia limitarii se refera la capacitatea circuitului de limitare a curentului de a controla puterea disipata fara a perturba buna functionare a schemei (circuitului) in apropierea acestui curent de iesire limita. Evident pentru a folosi cit mai eficient valoarea admisibila a curentului de iesire este de dorit asigurarea unei limitari cit mai precise a curentului de iesire ceea ce de obicei implica utilizarea unor circuite de limitare mai complexe.

Cea mai simpla limitare a curentului de iesire se bazeaza pe utilizarea unor rezistente inseriate in colectoarele tranzistoarelor de putere ale etajului de iesire, dupa cum este prezentat in figura 5.1; in principiu aceasta metoda se bazeaza pe limitarea puterii disipate a tranzistoarelor finale prin descresterea liniara a tensiunii pe tranzistor odata cu cresterea curentului prin el pina ce tranzistorul se satureaza.

Valoarea rezistentei de colector depinde evident de puterea disipata admisibila a tranzistoarealor finale si de valoarea surselor de alimentare; pentru amplificatoarele de iesire contratimp clasa B aceasta rezistenta se poate calcula cu ajutorul relatiei R_C= E_C2 / 4P_{D adm}, unde P_{D adm} reprezinta puterea disipata admisibila a unui singur tranzistor final.

Limitarea mai precisa a curenturlui de iesire se poate obtine utilizind elemente de circuit neliniare. Un astfel de circuit de limitare este prezentat in figura 5.

Pentru o functionare normala diodele D₃ si D₄ sunt blocate initializarea functionarii circuitului de limitare este determinata de caderea de tensiune de pe rezistenta R_e. Daca curentul de colector al tranzitorului T₁ creste, tensiunea de la bornele diodei D3 :

u_D3=i_C1R_e+u_BE-u_D1 i_C1R_e

creste de asemenea putind determina deschiderea diodei D₃, ea sunteaza jonctiunea baza emitor a lui T₁ limitind curentul de baza a acestui tranzistor la nivelul necesar mentinerii in stare de conductie a diodei D₃. Deci curentul de iesire i_o = i_C1 va fi limitat la valoarea :

i_o u_D3/R_l

Precizia limitarii este determinata in primul rind de rezistenta corespunzatoare condutiei in sens direct a diodei D3 .

Valoare curentului limita depinde de temperatura datorita dependentei de temperatura tensiunii U_D3. Deoarece coeficientul de temperatura al tensiunii U_D3. Deoarece coeficientul de temperatura a tensiunii U_D3 este negativ valoarea curentului limita scade odata cu cresterea temperaturii ceea ce reprezinta un avantaj avind in vedere ca puterea disipata admisibila a tranzistoarelor finale scade odata cu cresterea temperaturii acestora.

O funtionare asemanatoare se poate obtine si cu ajutorul circuitului de limitare din figura 5.3. In acest caz caderea de tensiune pe rezistenta R_e deschide tranzistoarele de limitare T₃ sau T₄ carea preiau astfel o parte a curentului de reapus a tranzistorului prefinal T₅ similar situatiei precedente. Precizia limitarii si comportarea cu temperatura sunt determinate de jonctiunea baza emitor a tranzistorului de limitare in acelasi mod ca in cazul utilizarii unor diode de limitare.

Circuitele de limitare a curentului de iesire prezentate anterior asigura limitarea curentului de iesire la o valoare relativ fixa; caracteristica de transfer i_o= f (i_i) a unui etaj de iesire prevazut cu un asemenea circuit de limitare are aspectul prezentat in figura 5.4.

Protejarea la scurtcircuit a etajelor de iesire se poate face face utilizind si circuite de limitare prin intoarcere a curentului de iesire. Aceste circuite reduc valoarea curentului de iesire sub valoarea limita dupa ce aceasta valoare a fost atinsa. Caracteristica de transfer i _out = f ( i _in ) corespunzatoare este reprezentata in figura 5.5.

Avantajul principal al acestor circuite este ca puterea disipata se reduce sub valoarea limita admisibila. Ele se folosesc cu precadere in stabilizatoarele integrate.

Dupa cum s-a precizat, eficienta circuitelor de limitare este determinata in primul rind de modul in care acestea asigura o cit mai mica perturbare a functionarii circuitului pentru valori ale curentilor de iesire sub valoarea limita. Astfel capacitatile diodelor si tranzistoarelor pot altera raspunsul la semnal mic al circuitului, fie datorita intirzierilor pe care le introduc in caz de supracomanda ceea ce in cele din urma poate provoca distorsionarea semnalului de iesire.

CAP. 3 Etajul de iesire clasa AB - consideratii practice

Un amplificator modern, de inalta calitate, trebuie sa corespunda urmatoarelor cerinte:

- simetrie perfecta in toate etajele de amplificare;

- factor de distorsiuni armonice, fara reactie negativa, sub 0,5%;

- banda audio in bucla deschisa (fara reactie negativa), minimum 20 - 20000 Hz;

- grad de reactie negativa: 20 - 30 dB;

- etajul final trebui sa funtioneze in clasa AB, cu un curent mare de repaus.

Amplificatorul prezentat in proiectul de fata reprezinta o varianta a schemei prezentate in 1 ; el indeplineste toate aceste cerinte si asigura urmatoarele performante:

- banda de frecventa (fara C₁, R₁₉, C₅, C₁₂, R₃₈): 20 - 300000 Hz - 1 dB

- distorsiuni armonice in banda 20 - 20000 Hz la 75 W este de 0,01 %

- puterea nominala: 75 W

- tensiunea de intrare: 1 V

- raportul semnal / zgomot > 90 dB

- viteza de raspuns (sbew-rate) > 25 V / s

La intrare se ramrca etajul dublu diferential echipat cu tranzistoarele complementare T₁ - T₄, prevazut cu reactie negativa de curent realizata cu rezistoarele R₅ - R₈ si care asigura o amplificare de tensiune de :

A₁ 20logR13/2*R7.

Al doilea etaj de amplificare, echipat cu tranzistoarele complementare T₅ - T₆, este de asemenea prevazut cu reactie negativa de curent prin R₂₅, R₂₂ si realizeaza o amplificare de:

A₂ 20 log R₂₄/R₂₅ = 20 log 22*10³/390=35dB.

Amplificarea globala in bucla deschisa este:

A = A₁ + A₂ = 24 + 35 = 59 dB.

Amplificarea in bucla inchisa este:

A_r 1 + R₂₀/R₂₁ = 28,9 dB.

Deci factorul de reactie negativa este:

K = A - A_r = 59 - 28,9 = 30,1 dB.

Etajele echipate cu tranzistoarele T₁ - T₆ sunt alimentate prin intermediul filtrelor ralizate cu D₃, D₄ si retetele R₂₈ - C₉ si R₂₉ - C₁₀.

Deschiderea si compensarea termica a etajului final sunt asigurate de etajul echipat cu tranzistorul T₇ (care se monteaza pe radiator linga unul din tranzistoarele finale) si componentele aferente. Protectia la scurtcircuit este asigurata de un circuit clasic, ralizat cu tranzistoarele T₁₀ si T₁₁ si piesele aferente si sigurantele S₁ si S

Diodele D₅ si D₆ protejeaza tranzistoarele finale impotriva fenomenelor de strapungere secundara, care poate aparea la lucru pe sarcini inductive. Grupurile de filtraj C₁₅, R₄₀, C₁₆, C₁₄, R₃₉, C₁₄ previn oscilatiile la frecvente ultrasonore datorate inductantei conductoarelor de alimentare.

Datorita modului de conectare a rezistentei R₃₅, tranzistoarele finale sunt fortate sa lucreze pina la o frecventa apropiata de f, fata de f_b cit se obtine in mod obisnuit.

Cum tranzistoarele complementare nu sunt chiar atit de usor de procurat si sunt relativ scumpe, a fost prevazuta posibilitatea inlocuirii lor cu tranzisoare de tip KD 607, 2N 3055, etc.

Pentru aceasta se elimina grupul R₃₅, C₁₁, tranzistarele T₉, T₁₃, T₈, T₁₂, iar in locul lor, in punctele marcate in schema, se conecteaza grupurile T₁₆, T₁₇ si T₁₄, T₁₅.

Retele de simetrizare D₈, R₄₂ si D₇, R₄₃ fac varianta cu tranzistoarele npn sa se comporte practic la fel ca varianta cu tranzistoare complementare. Filtrul R₁, C₁ din circuitul de intrare se monteaza deoarece el micsoreaza riscul aparitiei distorisiunilor de intermodulatie de tranzitie (TID), limitind superiror banda audio de valorarea de:

f = 1/2*p*R₁*C₁ = 1/2*p*7*10³*10^-9 = 58946 Hz.

Punerea in functiune si reglarea

Montajul se realizeaza practic pe o placuta de sticlostratitex placat cu folie de cupru, in trei exemplare. La realizarea cablajului imprimat s-au luat toate masurile de optimizare in vederea obtinerii unui montaj calitativ, compatibil cu cerintele de functionare in domeniul audio-frecventei si normele Hi-Fi. Traseul de masa are o latime de minim 4 mm evitindu-se cu strictete realizarea buclei de masa. Fiecare montaj va avea o structura fizica de cuadriport, avind grija ca fiecare etaj functional sa aiba masa proprie conectata cit mai aproape (referitor la elementele componente conectate la masa). S-au folosit componente electrice si electronice de cea mai buna calitate care au fost testate in prealabil.

Se ecraneaza, de regula, circuitele analogice deoarece acestea pot prezenta puncte cu impedanta mare fata de masa si sunt mai sensibile la perturbatii comparativ cu circuitele digitale. Este necesar ca rezistentele fata de masa a celor trei borne de intrare sa fie cit mai mari. Lungimea cablului de legatura intre mufa de intrare si intrarea propriu-zisa a amplificatorului trebuie sa fie cit mai mica iar cablul trebuie sa fie bifilar ecranat. Fiecare modul component este alimentat prin fire de legatura proprii. Bornele de alimentare ale modulelor componente sunt decuplate capacitiv cit mai aproape de modul.

Pentru micsoarea distorsiunilor am utilizat tranzistoare perechi pentru T₅-T₆, T₈ - T₉, T₁₂ - T₁₃. Pentru tranzistoarele T₁ -T₄ din etajul diferential este suficient ca ele sa fie in aceeasi clasa de amplificare (B sau C).

Tranzistoarele T₈ si T₉ au fost prevazute cu radiatoare din tabla de aluminiu 70 x 22 x 1mm, indoita in forma de U. Indiferent daca tranzistorul se izoleaza electric sau nu fata de radiator, ungerea fetelor aflate in contact cu vasilina siliconica reduce foarte mult rezistenta termica a contactului prin inlaturarea peliculei de aer datorate imperfectiunii suprafetelor de contact si gradului de stringere. Tranzistoatele de putere se fixeaza pe radiator prin stringere in suruburi. Gaurile pentru terminale au fost executate la un diametru mai mare, pentru a evita atingerea accidentala a terminalelor de capsula. Un diametru mai mare permite totodata introducerea pe terminale a unor mici izolatoare tubulare. In cazul de fata tranzistoarele finale au fost izolate fata de radiator deoarece au fost montate toate sase pe acelasi radiator. Izolarea s-a facut cu ajutorul unor folii de mica avind forma suprafetei de contact a tranzistorului si a unor izolatori tubulari confectionati special pentru suruburi.

Tranzistoarele finale au fost montate pe un radiator in forma de H cu o suprafata de racire de aproximativ 1500 cm Dupa verificarea montajului se regleaza P₂ la valoarea de 1,5 kW se conecteaza o sarcina de 8W, apoi se face conexiunea cu sursa de alimentare si se masoara tensiunea de nul pe sarcina; aceasta nu trebuie sa depaseasca 50 - 100 mV. In punctul notat pe schema "I_C" se insereaza un ampermetru si se regleaza curentul de repaus la valoare de 50-75 mA in cazul tranzistoarelor KD 6075, BD249, BD 250.

Dupa 10-15 minute de functionare, dupa ce se stabileste echilibrul termic intre tranzistoare si radiatoare, se reajusteaza curentul de repaus. Curentul de repaus se regleaza bineinteles fara semnal de intrare (intrarea pusa la masa).

Curentul mare de repaus micsoreaza sensibil distorsiunile neliniare introduse de tranzistoarele finale, asimetriile tipice clasei "B" de funtionare, etc. Puterea amplificatorului poate fi marita pina la 150W / W, prin conectarea in paralel pe fiecare brat al etajului final a cite doua tranzistoare de putere, fie folosind conexiunea "in punte".

Desigur ca dupa realizarea practica a modulelor care intra in componenta amplificatorului, acestea se asambleaza intr-un bloc compact unitar. Initial se confectioneaza din tabla de fier, groasa de circa 1 - 1,5 mm (cu ranforsarile de rezistenta mecanica necesara) o cutie dreptunghiulara in care amplificatorul urmeaza a functiona. Modulele de putere au fost amplasate pe baza cutiei iar radiatoarele au fost fixate direct pe aceeasi baza metalica a cutiei pentru, a asigura o disipatie termica cit mai eficienta. La asamblarea mecanica a modulelor s-au folosit distantieri realizati dintr-un material rezonant.

A fost realizat cu aceasta schema un amplificator pe trei canale. Calitatea sunetului reprodus este comparabila cu a amplificatorarelor produse de firme renumite ca TECHNICS sau SONY.

Fata de un amplificator obisnuit, acest montaj permite obtinerea unui cistig cu 8-9 dB in zona frecventelor medii care s-ar traduce printr-o "transparenta" deosebita a sunetului. Aceasta se datoreaza faptului ca banda in bucla deschisa atinde 300 KHz si viteza de raspuns este de cca 30V / s.

Amplificatoarele obisnuite cu viteza de raspuns redusa se comporta ca integratoare, insumind semnalul de joasa frecventa cu cel de inalta frecventa, care este astfel "mascat" de cel de joasa frecventa; cu energie mult mai mare.

Blocul de alimentare este realizat cu ajutorul unui transformator de retea cu sectiunea de 18-20 cm² care furnizeaza in secundar o tensiune de 2 x 30 V la un cuent de cca 3 A. Blocul redresor este format dintr-o punte redresoare 20 PM 4 si doi condensatori de filtraj de capacitate 6800 F / 63 V.

Suplimentar am utilizat si un bloc stabilizator capabil sa furnizeze tensiuni stabilizate de +/- 15V necesare alimentarii blocului de protectie al boxelor, a vu-metrului si a releului utilizat in blocul de protectie al boxelor. Totodata, acest bloc alimenteaza si cele doua ventilatoare utilizate pentru racirea radiatoarelor pe care sunt montate tranzistoarele finale.

Am optat pentru folosirea alimentarii separate a etajelor finale deoarece acestea sunt mari consumatoare de energie si, prin curentul pe care-l pot consuma din alimentare, pot duce la functionarea anormala a celorlalte blocuri componente a amplificatorului de audio-frecventa. Din aceasta cauza transformatorul de alimentare are doua infasurari secundare separate: o infasurare cu mediana utilizata pentru alimentarea etajelor finale si o infasurare simpla utilizata pentru alimentarea celorlalte blocuri componente ale amplificatorului de audio-frecventa.

Blocul de protectie boxe - descrierea functionarii

Un etaj de amplificare de audio-frecventa de putere in contratimp, cu alimentare simetrica, permite cuplarea directa a difuzoarelor, ceea ce ofera avantaje nete. Aceasta varianta prezinta insa dezavantajul ca in cazul aparitiei unei componente continue a tensiunii la iesirea etajului final, de exemplu din cauza defectarii unui tranzistor final, bobina difuzorului se poate arde.

Circuitul prezentat mai jos realizeaza decuplarea automata a difuzoarelor atunci cind la cel putin una din cele trei iesiri ale amplificatorului este sesizata prezenta unei componente continue. In acelasi timp acest circuit permite cuplarea silentioasa a boxelor dupa un anumit timp fixat de circuitul R₁₆ C₄.

Semnalul de pe iesirea boxelor este introdus intr-un divizor de tensiune pentru ca nivelul tensiunilor aflate pe intrarea A.O. sa nu depaseasca limitele maxime admisibile. In acelasi timp acest divizor este si un sumator al iesirilor celor trei canale, protectia declansindu-se in momentul in care in oricare din cele trei amplificatoare apare o defectare a etajului final.

Primul etaj al acestei protectii construit in jurul primului A.O. constituie un filtru trece-jos avind o frecventa de taiere in jurul de 10 Hz. Cu ajutorul acestui filtru se sesizeaza atit tensiunea pozitiva sau negativa care apare atunci cind unul din cele 6 tranzistoare finale este strapuns, cit si aparitia unor frecvente infrasonore ce pot duce la distrugerea atit a amplificatorului final cit si a boxelor.

Urmatorul etaj, construit in jurul celui de al doilea A.O., preia nivelele relativ mici si variabile ale semnalului de la iesirea filtrului trece-jos si realizeaza bascularea iesirei in starea "0" (OUT = V -).

Montajul funtioneaza dupa cum urmeaza: in momentul in care la intrarea sa avem un nivel de tensiune pozitiv, dioda D₂ se deschide asfel incit pe intrarea neinversoarea a A.O. va aparea o tensiune, de asemenea pozitiva care prin intermediul buclei de reactie pozitive va determina "agatarea" iesirii A.O. pe ramura V+. In cazul aparitiei unei tensiuni negative dioda D₁ este pusa in conductie si prin intermediul buclei de reactie negative R₃, R₄ iesirea A.O. este adusa de asemenea pe ramura V+.

Tranzistorul T₁ constitue etajul de temporarizare. La pornirea amplificatorului in momentul apasarii butonului POWER si respectiv aparitiei tensiunii V+, condensatorul C₄ incepe sa se incarce iar in momentul depasirii tensiunii de aproximativ 0,6 V pe rezistenta R₁₆, tranzistorul T₁ nu mai conduce astfel incit pe colectorul acestui tranzistor vom avea o tensiune apropiata de zero. Tranzistorul T₂ realizeaza decuplarea rapida a difuzoarelor in cazul intreruperii alimentarii. Atit timp cit amplificatorul este pornit, tranzistorul T₂ conduce iar tensiunea pe colectorul lui, este si ea apropiata de zero deoarece baza lui este conectata la o sursa de tensiune ce nu are filtraj mare. Deconectarea alimentarii amplificatorului conduce la comutarea brusca in starea de blocare a acestui tranzistor (T₂) astfel incit pe colectorul lui va aparea o tensiune apropiata de V+.

Iesirile tuturor acestor etaje, respectiv R₁₅, R₁₈, R₂₂ sunt introduse cu ajutorul rezistoarelor de 47 K si 22 K, care formeaza un etaj SAU, in baza tranzistorului T₃. Tranzistorul T₃ si T₄ lucreaza in contratimp, in sensul ca in momentul in care T₃ conduce, T₄ nu conduce si invers. Tensiunea, pentru o functionare normala, este de aproximativ 0V pe baza lui T₃, T₄ fiind astfel in conductie iar releul anclansat. Pe durata temporizarii, tranzistorul T₁ tine tensiunea pe baza lui T₃ in "1" (releul neaclansat) iar in momentul intreruperii tensiunii de alimentare acelasi lucru face T

Modulul VU-METER

Acest modul este realizat cu ajutorul unui circuit integrat A 277D si este utilizat ca indicator de volum. Semnalul de la intrare este aplicat unui tranzistor ce functioneaza in conexiune sarcina distribuita si mai apoi unui divizor rezistiv realizat cu o rezistenta si un potentiometru. Iesirea din potentiometru este introdusa in pinul 3 al circuitului integrat care reprezinta intrarea in circuitul integrat. Pinii 17 si 18 ai circuitului A 277D sunt pini de alimentare, acesta putind fi alimentat intr-o plaja a tensiunilor 10-18V. Pinii 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10, 11, 12, 13, 14, 15, alimenteaza cele 12 leduri indicatoare de volum. Potentiometrul de pe intrarea de semnal regleaza sensibilitatea VU-Metrului. Reglarea VU-Metrului s-a facut astfel: s-a aplicat la intrarea amplificatorului (VU-Metrul fiind conectat direct la aceasta intrare) un semnal sinusoidal cu frecventa de 1Khz si cu o amplitudine mai mica de 1V. S-a conectat la iesirea amplificatorului ce lucra pe o sarcina de 8Ω un aparat de masura ce masoara valoarea efectiva a tensiunii de iesire in sarcina. Variind nivelul semnalului de intrare s-a urmarit obtinerea la iesirea amplificatorului unei tensiuni de 24,5V corespunzatoare unei puteri de 75W/8Ω. In acest moment puterea obtinuta la iesirea amplificatorului este maxima. Ca urmare am reglat VU-Metrul din potentiometrul de sensibilitate (pasul de deschidere) astfel incit la aceasta putere ultimul led indicator de volum sa inceapa sa se aprinda. Acest reglaj empiric imi ofera posibilitatea sa stiu cind ampllificatorul de putere depaseste puterea pentru care factorul de distorsiuni este acceptabil. Peste aceasta putere amplificatorul distorsioneaza semnalul la iesire punind in pericol functionarea normala a montajului. Modulul VU-Metrului a fost procurat din comert sub forma unui kit electronic.